（2）调度员人工介入模式：调度员在工作站下达相关的列车运行指令，并人工干预全线列车的运行。介入的内容主要包括对列车进行“扣车”、“终止”、改变行车路线、列车增减等。
（3）列车出入车场调度模式：列车调度员在当天列车运行时刻表的指导下编制列车的运营计划及场内行车计划，并上传至控制中心。车场信息值班工作人员根据运营计划调整相应的进路信息，以满足列车的行车需求。
（4）车站现地控制模式：一般情况下只有设备集中站参与到列车运营控制，车站联锁及车站ATS系统结合实现对车站及中央二级控制权的调整。经中央ATS设备故障后车站值班工作人员的申请后，并经调度员同意后，可改由车站现地控制。
（5）车场控制模式：场地值班人员根据用车计划对列车的出入场及场内的作业安排进路排列。
2项目管理及生命周期
项目管理，作为管理学中最为重要的分支学科，一般是指在项目活动过程中，应用专门的知识、技能、工具及方法，并在项目可利用的有限项目资源条件下，实现或超过预期的需求及期望的活动过程。项目管理，主要是对成功实现系列目标相关的活动进行整体的检测及管控，包括策略、进度计划即维护项目活动的进展。一般而言，项目管理内容主要包括对项目范围、项目时间、项目成本、项目质量、项目人力资源、项目沟通及项目风险等内容的管理。项目管理主要经历项目需求调研、项目分析、项目设计、项目实施、项目上线及项目运维跟踪等生命周期。
3轨道交通信号系统项目管理模式
3.1城市轨道交通信号系统项目特点
与其他的项目相比，城市轨道交通信息系统拥有独特的建设特性及建设目标，主要体现在以下方面：首先、需按照地铁业主的时间要求，保质保量地完成轨道建设，确保顺利开通运营。其次、需完成相关设备的安装调试、以确保设备的正常运转。
3.2城市轨道交通信号系统项目管理模式
项目管理生命周期中不同的阶段有相应的管理任务，需使用到多种技术与工具，信号管理项目管理需完成以下的实践过程：
3.2.1信号系统项目集的定义
项目集定义阶段，主要包括对项目期望收益的定义，对关键成功要素的确定及对项目集所需的资源进行估算，并进行论证商业过程。而城市轨道交通信号系统，在项目集定义阶段主要有两方面的内容：第一、掌握用户运营层面的需求，熟悉城市轨道交通建设的标准流程，以满足信号系统的国产化率达到70%的目标。第二、努力成为信号系统供应商，掌握信号系统领域的核心科技，并提供信号系统领域的完整解决方案，以实现自主化发展目标。而信号系统项目集资源管理，主要是估算人力、财力及物力。而商业论证的任务，主要在于对项目集进行合理性方面的论证，这是信号系统成功的关键因素所在。
3.2.2信号系统项目集的启动
启动阶段，一般包括项目经理指派、项目章程制定、收益分解结构分解、项目资源预算编制、项目路线图制定等方面的内容。信号系统项目集经理需同时与多个项目经理或者职能经理打交道，因此指派的项目经理需在沟通和协调方面拥有较强的能力，并具备较强的说服能力。而项目章程的制定，需从信号系统项目集的愿景、核心目标及期望收益等方面出发。对于信号系统项目集而言，路线图就是项目的进度计划，一般是由里程碑构成。而商业论证是启动阶段最为重要的成功之一，等待规划阶段的审批。
3.2.3信号系统项目集的规划
（1）明确项目的发展方向，主要包括项目愿景、任务和战略目标。
（2）为项目成功构建必要的组织，主要包括政策、流程、角色与职责的定义，并解决项目进展中的各种争端。
（3）控制、监控、评估及审批项目变更，以确保实现项目目标和收益。
中短波电台在历史上为保证航行安全做出了重要贡献，至今仍承担海上通信安全、遇险、救助等任务。目前在我国沿海有上海、广州、天津、大连等电台，它们的工作方式基本上是VHF，SSB，NBDP，Morse，覆盖的频段为400KHz到30MHz。由于各种通信技术的发展和应用，中短波通信受到越来越大的冲击。不但它的应用范围上有很大的局限性，而且更是由于中短波电台系统大多采用模拟方式，它的抗干扰性差，不稳定性而产生的噪声使它的通信质量难以得到保证。目前，通信数字化技术已相当成熟，基于这个技术本论文提出了中短波通信数字化的观点。数字系统与模拟系统不同，它的特性不易随使用条件的变化而变化，数字信号可以存储，可以按照理论算法运算，可以获得较高的指标。这些特点决定了中短波通信的噪声可以通过数字化来解决。
1.2中短波电台的发展方向
在我国不同区域、不同级别、不同用途、不同波段的无线电台很多，无线电台的这些特点，不但使相互间的联合通信很困难，也给电台的功能扩展增加了难度，同时更为重要的是，它使电台无法适应新技术的飞速发展而及时更新换代。因此采用数字化技术，对来自天线射频的信号直接进行采样，以通用的数字信号处理器为硬件平台，用软件来完成无线电台的所有功能，是无线电台的发展方向。
根据我国的目前的情况，改造现有的模拟电台具有非常重要的意义，因为它是使通信设备向小型化、模块化、数字化和软件化过度的一种切实可行的方法。对于短波无线电台而言，随着数字信号处理技术的发展和数字器件越来越多的应用到HF收发信机设备中，现有的HF收发信设备普遍采用微处理器作为电台控制，有的采用了数字式频率合成器，采用了数字式天线匹配器，有的还采用了数字信号处理器以实现自适应链路建立和抗干扰通信。
进入九十年代，国外的通信厂家推出的新型HF收发信设备，出现了数字化接收机，数字化发射激励器、数字化电台等设备。这类设备同以往设备的最大区别是采用数字信号处理技术代替了以往设备中与各种工作方式有关的模拟器件，这样可以利用数字信号处理方面的许多优点，例如在模拟设备中的边带滤波器的群迟延特性在通带范围内是U型的，不是常数，而在数字信号处理中用FIR滤波器很容易实现群迟延特性为常数。
HF收发信设备数字化的实质是收发信设备中信道部分的数字化，它采用数字信号处理技术实现音频与中频之间的频潜变换，涉及的内容主要有音频处理，各种工作方式的调制/解调，中频及射频的自动增益控制/自动电平控制。
HF收发信设备信道数字化后，由于采用了大规模集成电路取代分立元件，用软件实现滤波器等功能，简化了硬件电路，同时提高了性能指标和可*性，也增加了电台灵活性，为软件无线电打下了基础。
现有的模拟式HF收发信机设备均采用2至3个中频，否则无法实现高的性能指标。理想的数字化方案应是*近天线的数字化，考虑到HF波段的特点和现有的技术，现在取消中频直接在射频上数字化在技术上是非常困难的，在目前是难以实现的，较好的数字化方案是应该在较适中的频率上数字化。
收发信机普遍采用高中频的方案：第一中频在40MHz到100MHz之间，受到硬件技术发展水平的限制，在一中频实现数字化是非常困难的，因此HF收发信机的数字化主要集中在9MHz、2.5MHz、500KHz、200KHz。
高于200KHz中频的数字化通常只采用两个中频，而低于200KMz中频的数字化往往要采用三个中频。采用三个中频的HF收发信设备较采用两个中频的HF收发信设备的硬件电路要复杂。在较低的中频上数字化是采用三个中频的主要原因，目前的技术在二中频上实现数字化己经成熟，且在三中频上数字化也没有明显的好处，所以新的数字化方案中避免在较低的中频上数字化。
综上所述，目前的HF收发信设备的数字化方案应采用双中频方案，在二中频上实现数字化，二中频的频率应高于200KHz。在较高的中频上实现数字化可以获得较高的处理增益，达到较高的性能指标。
2．多级抽取数据处理原理
对于数字电视广播信号反射回波的频谱分布，我们只对其中心频率附近可能出现的运动目标的一段频谱感兴趣，例如：由传输速率决定的数字电视广播信号的频谱宽度为432MHz，而实际目标可能覆盖的频段不会超过20kHz。如果对所有采样点计算FFT，计算量非常大，且这样的计算效率很低。如果采用信号抽取方法就可以做局部的谱分析，提高计算效率。实现局部频谱分析的工作原理，如图1所示。信号经过复调制，把要进行分析的一段频谱（例如X0附近）搬移到零频附近，然后进行MB1的抽取，这样在较少的点数下做信号频谱分析，达到细化频谱的目的。
但是当抽取因子M很大时，一次抽取对滤波器的特性要求很高，为滤波器的设计带来困难。如果采用多级采样率变换来实现抽取，不但可以简化滤波器的设计，而且可以进一步减少计算量和系统的存储量。
3．多抽样率数字信号处理技术
在一个信号处理系统中有时需要不同的抽样率。这样做的目的有时是为了系统中各处需要不同的抽样率，以利于信号的处理、编码、传输和存储，有时是为了节省计算工作量。使抽样率降低的抽样率转换称为抽取；使抽样率升高的抽样率转换称为内插，抽取和内插是多抽样率信号处理的基木环节。
3.1多抽样率数字信号处理
实现多抽样率变换的基本方法包括：整数抽取、整数内插、抽样速率的有理数变换等。
（1）整数抽取
如图2所示为整数抽取器的结构，其中为抗混叠低通滤波器，其理想频域响应为：
（1）
设输入信号的频域响应为，通过计算可得输出信号的频域响应为
（2）
若满足（1）式，则有。即整数抽取序列的数字谱是M个输入序列经频谱扩展（M倍）和周期移位后的迭加谱，提高了信号的频域分辨率。
图2整数抽取器的结构
（2）整数内插
如图3所示为整数内插器的结构，其中为平滑低通滤波器，其理想频域响应为：
（3）
图3整数内插器的结构
设输入信号的频域响应为，通过计算可得输出信号的频域响应为
（4）
即整数内插序列的数字谱是输入序列经L倍压缩后的谱提高了信号的时域分辨率。
（3）抽样速率的有理数变换
以上介绍的整数内插与抽取都属于采样速率的整数变换，将其推广可得抽样速率的有理数变换。有理数（L/M）倍的速率变换可以这样来实现：首先通过L倍内插然后进行M倍抽取。其中为内插低通滤波器与抽取低通滤波器合二为一，满足下式，式中
（5）
3.2滤波器设计及实现
在多抽样率系统中我们总是设法把乘法运算安排在低抽样率的一侧以使每秒钟内的乘法次数（MPS）最少。但在抽取器和内插器中滤波的卷积运算都是在抽样率较高的一侧，例如实现抽取器的运算，如果先做抗混迭滤波的卷积计算然后抽取，则必然有很多计算工作是徒劳的，而且一个卷积运算又必须再在输入信号的抽样时间间隔内完成，这样就使得每秒钟的乘法次数很高。在实现多抽样率系统时，FIR结构具有很大的优越性。一方面它绝对稳定的，并具有很容易做成线性相位的优点，另一方面也容易实现高效结构。
多抽样率系统的实现一般有3种结构：直接实现、多相结构的实现、时变网络的高效实现。在实际中应用广泛的是多相结构的实现，同时在HSP50215、HSP50214中也主要使用这种方式。多抽样率系统中的多相表示和整数倍内插器表示两种方式。其中多相表示又称为多相分解，是指将数字滤波器的转移函数H（z）分解成若干个相位不同的组。通常，对于简单整系数滤波器，在抽取系统中，当抽取因子D不恰好是2的幂，但包含多个二倍抽取器的级连，我们常常在抽取系统的第一级（或内插系统的最后一级）采用运算极为简单的整系数滤波器，因为这种简单的整系数滤波器的的低通滤波性能并不很好，所以它只用于抽取系统的第一级或内插系统的最后一级，其余各级则仍使用半带滤波器。这是HSP502I4中CIC滤波器和半带滤波器级连这种结构设计的依据。
（1）数字高通滤波器的设计
设采样频率为F=250Hz，为了减少孔径误差，其频率稳定度远远高于电网频率稳定度（由需要的处理精度确定）。其中对于孔径误差，它指因采样频率不稳定造成采样脉冲未在预定时刻t0出现，而是在t0之前或之后出现，所采样的值与实际t0时刻的值之差。其频率稳定度为max[|f－f0|]/f0，式中f0为标准频率，f为实际出现或允许出现的频率，且N=125，其中：
|Gd（k）|=[0，a1，a2，1，…，1，a2，a1]（6）
Gd（k）=exp（－jkpi（N－1）/N）k=0，1，2，…，N－1（7）
式中N为Gd（k）的长度，在计算机上调整a1和a2，可改变高通滤波器的频率特性。由傅里叶反变换可求得其N点单位抽样响应g（n）=IDFT（Gd（k）），且g（n）对称。
（2）由数字高通滤波器到多带阻带通滤波器
根据多抽样率思想，对g（n）进行插值，每一个g（n）后面插入K－1个0，令h（n）=g（n/K），n=0，K，2K，3K，…，（N－1）K；h（n）=0，n=其他。并取h（n）的长度为KN，K=F/50=5。
由多抽样率理论很容易推导出h（n）的频谱将是g（n）的频谱的K倍压缩。在matlab上仿真，由h（n）的频谱图可以看出，其阻带中心频率在0Hz，50Hz，100Hz，150Hz，200Hz处。
调整a1和a2的值，可达到阻带宽度为0.36Hz时，衰减超过60dB；阻带宽度为0.4Hz时，衰减超过52dB；通带下限频率（或上限频率）与阻带中心频率的差为2（F/N）/（F/50）=2×50/N=0.8Hz，通带减不超过3dB。在直流附近，低于0.18Hz的信号将被滤掉，衰减大于60dB，大于0.8Hz的信号将得到保留，其衰减不超过3dB，在通带内的纹波系数小于1.2%。
参考文献：
1．宗孔德，《多抽样信号处理》，清华大学出版社，2004
2．玉美、高西全、彭学愚，《数字信号处理》，西安电子科技大学出版社，2006
3．姚天任、孙洪，《现代数字信号处理》，华中科技大学出版社，2005
作者：王伟何涛强生杰单位：兰州交通大学
数据输入后先转化成ASCII二进制码进行传输，通过调用m序列生成函数进行相加，产生扩展后的数据，然后将扩频码转换为BPSK(1,-1)序列，数据传输时进一步将BPSK双极性转换到单极性，最终在数据输出端进行m序列解扩，再结合解调过程将ASCII二进制码转换为输出数据。从图3(b)中可以看出数据展宽后可以明显降低信号功率密度，调制后传输的信号和白噪声具有很大的相似度，可以实现高隐蔽性传输。从图3(c)和图3(d)对调制信号包络，相干载波相位模糊度及其对解调数据的影响等性能对比，得出BPSK调制出传输过程中具有高的抗干扰能力和频谱利用率。最终解扩和解调后的输出数据(e)和输入数据图3(a)具有高度的一致性，可见此扩频方式具有很强的抗干扰性。
理论优势（1）抗干扰能力强。直接扩频通信系统中，解扩器端输入与输出信号功率保持不变，而对于干扰信号解扩过程相当于进行扩频，干扰功率被扩展到很宽的频带上，功率谱密度下降，这使得解扩过程中输入端的干扰信号功率大大降低。通过带通滤波器的滤波，大部分的干扰信号被滤除，有用信号则被保留。另外，扩频系统对各种恶劣天气时通信链路造成的影响进行抵抗，与传统微波相比可以进行跨江传输，在海面的长距离优质传输。这些优势适用于铁路系统在复杂环境下安全可靠的进行信号传输。（2）可以实现多址通信系统。多个通信在信息发送端和接收端使用相同的伪随机序列，而不同的通信则使用不同的伪随机序列，这样就实现了在相同载频下互不干扰的通信，实现频率复用，从而充分利用了频谱资源。由此可以进行机动灵活组网，有助于统一规划，分期实施，便于扩充容量，有效地保护前期投资。（3）有效抗多径干扰。在直接扩频通信系统接收到电波后，将同步锁定直达路径且信号最强的电波，其余电波由于非直达，会延时到达，在相关解扩作用下只作为噪声。另外，接收端把多路径来的同一码序波形相加使之得到加强，从而实现抗多径干扰。（4）隐蔽性强，对其它系统干扰小。扩频过程单位面积信号发送功率极低，隐蔽性强。低的功率谱密度，不容易被探测到，被截获的可能性降低，所以实现了其安全性方面的要求。同时，低功率谱密度让发射信号近似于噪声信号，而扩频信号可以在信道噪声和白噪声背景中传输，降低了对其它系统的干扰，增强了与其它系统的共存度。由于此系统的无线铁路信号传输过程中电磁干扰大幅度降低，不仅有利于将扩频通信系统应用于电气化铁路区段和弱场强区电磁环境，而且适于将其大规模应用到干线铁路中。（5）精确测距和定时。将应用周期长及伪随机码作为传输信号，比较从目的地反射回来的伪随机序列与原序列的相位，就可以得出时间差，由此也可实现定时操作，进一步利用传输速率和时间差的相乘即得出距离。相对于传统的轨道电路定位，扩频通信系统传输容量较大并且适合长距离传输，这有助于减少铁路测距定时设备，降低设备投资，便于维护。也可以作为原有测距定时设备的冗余，与原测距设备值进行比较，提高测距定时的安全可靠度。
扩频通信属于数字通信，是适合大容量高速率通信的系统，其加密功能和保密性，从一定程度上提高了铁路信息传输的安全可靠性。扩频通信系统容易实现码分多址，结合计算机及网路技术有助于铁路系统更快速的应用高新技术，从而使铁路系统向更加安全高效发展。另外，现有的扩频通信系统绝大部分使用的是数字电路，设备集成度高，安装简便，易于维护，更小巧可靠，扩展容易，平均无故障率时间也很长。目前，广州地铁和北京地铁等多个轨道交通项目中均采用了基于直接序列扩频技术的无线移动闭塞信号系统，为今后大规模成功应用于干线铁路提供了参考。
0 引言
城市轨道交通是城市中的公益性交通基础设施，是城市百年大计的建设运营项目，也是目前正在蓬勃发展的行业。轨道交通项目一旦投入运营，就必须保持整个系统日以继夜的正常运行。而整个系统的正常运营，必须要以设备安全运行为前提和保障。
地铁设备主要有以下几个部分：车辆，供电系统，通信设备，信号设备，机电设备，工务设备等。为保证系统中所有设备安全、良好运行，必须有一套能协调各专业、行之有效的检修方案。
1 设备检修分类及内容
设备检修计划，按检修的目的，可以分为设备预防性检修计划、改善性计划检修、故障检修计划；按检修的深入程度，可分为大、中、小修、二级保养等；按编制的时间点，可分为年度检修计划、月度检修计划、日检修计划、临时检修计划。
在南京地铁运营分公司，在每日坚持对设备状态进行巡查的基础上，把信号设备的保养检修分为月检查、二级保养、小修、中修等几种等级，检修的时间间隔分别为月、季、半年（年）、10年。
1.1 月检查
月检查的检修间隔为每个月，针对对重要的（损坏后果很严重）、使用频率高、易损坏的零件进行例行检查，比如处于关键位置的道岔。月检查主要包括以下几个检修内容：⑴检查基本状态、检查紧固零件；⑵检查调整零件；⑶检查润滑及冷却系统；⑷检查启动和传动装置；⑸修理或更换易损件；⑹处理检查出来的缺陷，排除故障；⑺做好检修数据记录。
1.2 二级保养
二级保养的检修间隔为一个季度，检修内容与月检查几乎相同，检修的对象更全面。
1.3 小修
小修通常以半年(一年)为检修间隔，是对易损元件或者设备的一般缺陷进行维护性的检查和修理，以保证设备的正常运行。通常检修的项目比较多，检修的时间比较长，主要包括以下几个检修内容：⑴检查基本状态、检查紧固零件；⑵检查调整零件；⑶检查润滑及冷却系统；⑷检查启动和传动装置；⑸修理或更换易损件；⑹更换阀门；⑺更换填料和垫片；⑻处理检查出来的缺陷，排除故障等；⑼基本功能测试；⑽做好检修数据记录。以地铁信号系统的转辙机为例的检修内容如表1所示。
表1 室外的转辙机小修检修内容
序号
检修对象
转辙机的小修检修内容
1
检查基本状态、检查紧固零件
各部螺栓、锁轴检查、紧固；老伤裂纹检查
2
检查调整零件
道岔密贴(2mm/4mm试验)、锁闭、开程及表示缺口检查
3
检查润滑及冷却系统
锁闭框、锁闭钩、锁闭杆检查及油润
4
检查启动和传动装置
手摇转辙机交通论文，阻力检查；摩擦联结器、滚珠丝杠、动作杆检查；电机及速动开关组检查
5
修理或更换易损件
开口销、绑扎线检查
6
更换填料和垫片
转辙机盒子密封性检查
7
基本功能测试
手摇转辙机，阻力检查；转换力检查；道岔方正、磨卡别劲检查
8
处理检查出来的缺陷，排除故障等
排除检查出来的故障
0 引言
城市轨道交通是城市中的公益性交通基础设施，是城市百年大计的建设运营项目，也是目前正在蓬勃发展的行业。轨道交通项目一旦投入运营，就必须保持整个系统日以继夜的正常运行。而整个系统的正常运营，必须要以设备安全运行为前提和保障。
地铁设备主要有以下几个部分：车辆，供电系统，通信设备，信号设备，机电设备，工务设备等。为保证系统中所有设备安全、良好运行，必须有一套能协调各专业、行之有效的检修方案。
1 设备检修分类及内容
设备检修计划，按检修的目的，可以分为设备预防性检修计划、改善性计划检修、故障检修计划；按检修的深入程度，可分为大、中、小修、二级保养等；按编制的时间点，可分为年度检修计划、月度检修计划、日检修计划、临时检修计划。
在南京地铁运营分公司，在每日坚持对设备状态进行巡查的基础上，把信号设备的保养检修分为月检查、二级保养、小修、中修等几种等级，检修的时间间隔分别为月、季、半年（年）、10年。
1.1 月检查
月检查的检修间隔为每个月，针对对重要的（损坏后果很严重）、使用频率高、易损坏的零件进行例行检查，比如处于关键位置的道岔。月检查主要包括以下几个检修内容：⑴检查基本状态、检查紧固零件；⑵检查调整零件；⑶检查润滑及冷却系统；⑷检查启动和传动装置；⑸修理或更换易损件；⑹处理检查出来的缺陷，排除故障；⑺做好检修数据记录。
1.2 二级保养
二级保养的检修间隔为一个季度，检修内容与月检查几乎相同，检修的对象更全面。
1.3 小修
小修通常以半年(一年)为检修间隔，是对易损元件或者设备的一般缺陷进行维护性的检查和修理，以保证设备的正常运行。通常检修的项目比较多，检修的时间比较长，主要包括以下几个检修内容：⑴检查基本状态、检查紧固零件；⑵检查调整零件；⑶检查润滑及冷却系统；⑷检查启动和传动装置；⑸修理或更换易损件；⑹更换阀门；⑺更换填料和垫片；⑻处理检查出来的缺陷，排除故障等；⑼基本功能测试；⑽做好检修数据记录。以地铁信号系统的转辙机为例的检修内容如表1所示。
表1 室外的转辙机小修检修内容
序号
检修对象
转辙机的小修检修内容
1
检查基本状态、检查紧固零件
各部螺栓、锁轴检查、紧固；老伤裂纹检查
2
检查调整零件
道岔密贴(2mm/4mm试验)、锁闭、开程及表示缺口检查
3
检查润滑及冷却系统
锁闭框、锁闭钩、锁闭杆检查及油润
4
检查启动和传动装置
手摇转辙机交通论文，阻力检查；摩擦联结器、滚珠丝杠、动作杆检查；电机及速动开关组检查
5
修理或更换易损件
开口销、绑扎线检查
6
更换填料和垫片
转辙机盒子密封性检查
7
基本功能测试
手摇转辙机，阻力检查；转换力检查；道岔方正、磨卡别劲检查
8
处理检查出来的缺陷，排除故障等
排除检查出来的故障
中图分类号：TN011 文献标识码：A
但是文献[1]和文献[2]中的模型相对于人体的复杂结构显得过于简单，不能精确地刻画出电磁波在人体上的传输机制.为了解决上述模型中存在的问题，本文作者提出了一种基于分层介质表面波导的人体通信理论模型（该文献已被期刊录用，尚未发表）.该模型由皮肤、脂肪、肌肉、骨质和骨髓5层介质组成，和人体结构基本相同.分层介质表面波导人体通信模型在刻画电磁波信号在人体表面的传输机制的准确性方面优于文献[1]和文献[2]中的模型.但该模型求解过程本质上是一个20阶矩阵的特征值的求解问题，在计算过程中需要耗费大量的时间和计算资源.本文在作者提出的人体通信理论模型的基础上，通过简化模型层次，得到了一种简化的表面波导人体通信理论模型.该简化模型在保持较高精度的前提下大大减少了计算时间，可用于对电磁波在人体表面的传输机制进行快速估计.有限元数值模型将被用来得到人体表面的电磁场分布和验证简化表面波导人体通信理论模型的正确性.2人体通信数值模型
2.1数值模型的意义
在电磁场研究中，还需要用到电磁场的数值模型来得到电磁场幅值的分布和佐证理论模型正确性[1，7-8].数值模型只能得出电磁场在空间中的分布情况，却无法探知电磁场传播的内在规律；同时孤立的理论模型则无法自证其得出结果的正确性.所以本文中同时使用这两种电磁场模型，如果二者出现的现象一致，则认为该理论模型能够反映电磁波传播的实际情况.
2.2人体手臂电磁场数值模型
人体手臂数值模型由圆柱组成，模型的尺寸、层次和介质参数与理论模型完全相同.为了使发射器产生的非稳定传输模式电磁波信号被有效衰减，模型长度需大于1/4波长，所以本文设置模型长度为1 m.模型被空气柱所包围，空气柱表面为辐射边界，以模拟电磁场向无限远空间辐射的情况.同时，空气柱边界与模型表面的距离大于1/2波长，以保证计算的精度和收敛.为了与理论模型的计算结果进行对比，本文将对五层、四层、三层和二层人体手臂数值模型进行分析，得出不同层次模型在不同频率下的衰减常数情况.
3 结果与讨论
3.1 理论模型计算结果
3.2数值模型计算结果
人体通信数值模型可以计算出模型空间中每一点的电磁场幅值.通过对这些数据进行一定的处理后得到所需的电磁场传输特性.由于本文需要考察的是信号在人体表面沿手臂方向上的传输特性，所以从模型中提取的是不同层次模型表面传播方向直线上的电磁场幅值.下面以五层模型150 MHz下的相对电场幅值作为示例，结果如图3所示.
图3中的相对电场幅值呈分段线性，这与理论模型计算结果中仅有0阶模式的电磁波有解的结论相符.在分段线性曲线的前一段中，电磁场幅值下降较快，这是因为在发射的电磁波信号中，仅有0阶模式的电磁波可以稳定传输，其他模式的电磁波均迅速衰减，导致了信号幅值整体的快速下降；在分段线性曲线的后一段中，电磁场幅值的下降开始变得缓慢，其原因是其他模式的电磁波均已衰减完毕，仅剩下0阶模式的电磁波在稳定传播.通过对曲线第二部分进行线性拟合即可得到电磁波稳定传输模式下的衰减常数，拟合情况如图3所示.
通过观察不同层次的理论模型和数值模型的计算结果可知，骨骼是否存在对人体通信信号传输的影响不大，但是不考虑肌肉层将使计算结果产生较大误差.由此可认为，电磁波信号并不仅仅在皮肤表面传播，同时也将在较为浅层的人体介质（脂肪、肌肉等）中传播，但较深层次的介质（骨质、骨髓等）对信号传播的影响不大.而在以往的人体通信模型和理论研究中，由于模型结构过于简单，在模型上仅能观察到电磁波信号在皮肤和空气的分界面上传播[1-2].因此相关研究者也就认为人体通信信号仅在人体表面传播.但这仅仅是从字面理解了表面波导的内涵.根据表面波导理论，电磁波将在介质分界面上传播[9]，所以事实上人体中的皮肤和脂肪的分界面，以及脂肪和肌肉的分界面也可作为电磁波传播的途径.本文能得出比以往研究中更精确的人体通信传输机制的原因主要是采用了层数可调的分层介质表面波导人体通信模型，该模型能够有效地刻画皮肤、脂肪、肌肉、骨质、骨髓等介质对人体通信信号传输的影响，并可以通过调整模型层数来分析不同介质层在通信中的作用.综上所述，简化人体通信理论模型，无论从计算精度上还是传输机制分析的准确性上都优于文献1]中模型.
4 结论
本文提出了一种基于分层介质表面波导理论的简化人体通信理论模型，它在保证计算精度的前提下，计算时间仅有原有五层人体通信理论模型的1/5左右，非常适合用于对人体通信的传输机制进行快速估计.同时，通过对比五～二层人体通信理论模型和数值模型的计算结果，得出了关于人体通信信号传输机制的一些详细信息，人体通信中的电磁波信号不仅在皮肤表面传播，而且也将在较为浅层的人体介质（例如脂肪、肌肉等）中传播，但较深处的骨骼并不会对信号传输产生影响.然而，由于人体通信理论模型基于无限长度的假设，这将会使计算的结果产生一定的误差，未来针对这一局限将做出改进.
参考文献
[1]WANG J Q， NISHIKAWA Y， SHIBATA T. Analysis of onbody transmission mechanism and characteristic based on an electromagnetic field approachJ]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2009， 57（10）：2464-2470.
摘要：原有人体通信理论模型存在着计算时间长、消耗资源多的问题.为了简化计算，提出了一种基于分层介质波导理论的简化人体通信理论模型.由于在理论模型和数值模型的衰减常数计算中均发现五层、四层和三层模型的结果一致，而二层模型的结果与其他模型相差较大.这从理论和实验两方面证明了三层模型在计算精度和效率方面取得了平衡，可作为简化人体通信理论模型使用.该简化模型在保持与原有五层模型相同计算精度水平的同时，计算时间为原模型的0.216倍，将计算效率提高了5倍，可用于对人体通信传输机制进行快速估计.
关键词：人体通信；分层介质；表面波导；衰减常数；传输机制
中图分类号：TN011 文献标识码：A
但是文献[1]和文献[2]中的模型相对于人体的复杂结构显得过于简单，不能精确地刻画出电磁波在人体上的传输机制.为了解决上述模型中存在的问题，本文作者提出了一种基于分层介质表面波导的人体通信理论模型（该文献已被期刊录用，尚未发表）.该模型由皮肤、脂肪、肌肉、骨质和骨髓5层介质组成，和人体结构基本相同.分层介质表面波导人体通信模型在刻画电磁波信号在人体表面的传输机制的准确性方面优于文献[1]和文献[2]中的模型.但该模型求解过程本质上是一个20阶矩阵的特征值的求解问题，在计算过程中需要耗费大量的时间和计算资源.本文在作者提出的人体通信理论模型的基础上，通过简化模型层次，得到了一种简化的表面波导人体通信理论模型.该简化模型在保持较高精度的前提下大大减少了计算时间，可用于对电磁波在人体表面的传输机制进行快速估计.有限元数值模型将被用来得到人体表面的电磁场分布和验证简化表面波导人体通信理论模型的正确性.2人体通信数值模型
2.1数值模型的意义
在电磁场研究中，还需要用到电磁场的数值模型来得到电磁场幅值的分布和佐证理论模型正确性[1，7-8].数值模型只能得出电磁场在空间中的分布情况，却无法探知电磁场传播的内在规律；同时孤立的理论模型则无法自证其得出结果的正确性.所以本文中同时使用这两种电磁场模型，如果二者出现的现象一致，则认为该理论模型能够反映电磁波传播的实际情况.
2.2人体手臂电磁场数值模型
人体手臂数值模型由圆柱组成，模型的尺寸、层次和介质参数与理论模型完全相同.为了使发射器产生的非稳定传输模式电磁波信号被有效衰减，模型长度需大于1/4波长，所以本文设置模型长度为1 m.模型被空气柱所包围，空气柱表面为辐射边界，以模拟电磁场向无限远空间辐射的情况.同时，空气柱边界与模型表面的距离大于1/2波长，以保证计算的精度和收敛.为了与理论模型的计算结果进行对比，本文将对五层、四层、三层和二层人体手臂数值模型进行分析，得出不同层次模型在不同频率下的衰减常数情况.
3 结果与讨论
3.1 理论模型计算结果
3.2数值模型计算结果
人体通信数值模型可以计算出模型空间中每一点的电磁场幅值.通过对这些数据进行一定的处理后得到所需的电磁场传输特性.由于本文需要考察的是信号在人体表面沿手臂方向上的传输特性，所以从模型中提取的是不同层次模型表面传播方向直线上的电磁场幅值.下面以五层模型150 MHz下的相对电场幅值作为示例，结果如图3所示.
图3中的相对电场幅值呈分段线性，这与理论模型计算结果中仅有0阶模式的电磁波有解的结论相符.在分段线性曲线的前一段中，电磁场幅值下降较快，这是因为在发射的电磁波信号中，仅有0阶模式的电磁波可以稳定传输，其他模式的电磁波均迅速衰减，导致了信号幅值整体的快速下降；在分段线性曲线的后一段中，电磁场幅值的下降开始变得缓慢，其原因是其他模式的电磁波均已衰减完毕，仅剩下0阶模式的电磁波在稳定传播.通过对曲线第二部分进行线性拟合即可得到电磁波稳定传输模式下的衰减常数，拟合情况如图3所示.
通过观察不同层次的理论模型和数值模型的计算结果可知，骨骼是否存在对人体通信信号传输的影响不大，但是不考虑肌肉层将使计算结果产生较大误差.由此可认为，电磁波信号并不仅仅在皮肤表面传播，同时也将在较为浅层的人体介质（脂肪、肌肉等）中传播，但较深层次的介质（骨质、骨髓等）对信号传播的影响不大.而在以往的人体通信模型和理论研究中，由于模型结构过于简单，在模型上仅能观察到电磁波信号在皮肤和空气的分界面上传播[1-2].因此相关研究者也就认为人体通信信号仅在人体表面传播.但这仅仅是从字面理解了表面波导的内涵.根据表面波导理论，电磁波将在介质分界面上传播[9]，所以事实上人体中的皮肤和脂肪的分界面，以及脂肪和肌肉的分界面也可作为电磁波传播的途径.本文能得出比以往研究中更精确的人体通信传输机制的原因主要是采用了层数可调的分层介质表面波导人体通信模型，该模型能够有效地刻画皮肤、脂肪、肌肉、骨质、骨髓等介质对人体通信信号传输的影响，并可以通过调整模型层数来分析不同介质层在通信中的作用.综上所述，简化人体通信理论模型，无论从计算精度上还是传输机制分析的准确性上都优于文献1]中模型.
4 结论
【中图分类号】TN929.11文献标识码：B文章编号：1673-8500（2013）01-0025-02
对于三值光纤通信是现代通信技术中一中新的通信技术，其主要是采用了线偏光的两个互相垂直的稳定的偏振趋向和零光强来完成光的三值编码调制出三值码元进行网络信息传输，这项新的技术进一步的提高了传统光纤的通信容量，同时这项技术实现了先偏光等通信手段的实用化，进一步加强了光纤的通信能力，极大的发展了通信技术，而且光的多值码元的编码还能提高光数字网络的信息传输率和频带的利用率。
1线偏振光的波动理论和在光纤中的传输原理
1.1三值光纤通信是一种新的通信技术，其理论基础主要是线偏振光在光纤中的波动理论。光纤通信中采用了电磁波频谱近红外光区的1300nm和1500nm两个低损耗的波段，但在光纤的通信中一般都是用经典的电磁波理论作为光纤通信的理论基础。光波属于横波，是由垂直于传播方向的，也是由其中相互正交的电场矢量和磁场矢量的简谐振动交替变换而产生的一种矢量波。当光波在物质间相互作用时，电场对物质的电场力要远大于磁场对电子的作用力，所以一般使用电场强度的振动来作为光波的振动，同时用电场强度的矢量端点在空间中的运动轨迹来表示光波的偏振状态，由于矢量的振动方向在空间中的取向是不对称性的，这样就使光波具有了偏振性。
1.2在研究线偏振光的波动中，光束中的光线的偏振状态在时间和空间中的变化是相同的，所以光束都完全是偏振光。同时光波的偏振形态一般分为完全偏振光、非偏振光、部分偏振光、有线偏振光、圆偏振光、椭圆偏振光、有自然光、有部分线偏振光、部分圆偏振光、部分椭圆偏振光等七种，由于是在不同的媒质中对光波进行形态的描述，因此我们可以采用米勒矩阵法、复平面法、琼斯矩阵法等表述方法对光波在传输过程中的偏振形态进行表示。
1.3在光纤的波动理论中，一般采用Maxwell的方程作为理论基础来研究电磁波在光纤波动中光纤的波动，来解释光纤理论和波动原理。同时由于存在不同的光纤材料和某些环境的因素对光波的线偏振态的产生了一定程度的影响，使光纤的纤芯在光纤的横截面上的折射率的分布造成了影响，致使折射率发生了一定程度的变化，使其变成沿轴向不均匀的分布，对光波的偏振形态造成了影响。
2三值光纤通信原理
2.1三值光纤通信是采用了束线偏振光承载信息的方式，利用水平线偏振态、垂直线偏振态和零光强来表示不同的信息值，形成了三值的光信号，通过有关的通信元器件，来完成信息的加工和三值光纤通信，一起组合成了完整的三值光纤通信技术。由于存在光纤的材料、通信元器件和外界环境等因素，光信号的线偏振态在传输过程中会受到这些因素的影响而发生变化，需要使用偏振控制器才能获得稳定的光信号，所以三值光纤实现了可以直接利用卫星激光进行通信，同时还能提高通信容量。
2.2对于三值光纤通信的系统原理，其主要是由三值光信号编码器、光信号解码器、偏振补偿器、电信号转换电路等组成。（如图1所示）。
图中所表示的是在发射端输入电信号输入变换器，转换成控制信号通过控制三值光纤信号编码器，其中在光源处再输出线偏光调制成三值光脉冲序列，配合前面的步骤就输出三值光信号进入光纤网络传输到接收端口，然后利用偏置电压控制器来控制偏振补偿器对接收的三值光信号进行有关调整，再传输进入三值光信号解码器输出有关的电信号来反馈一定的信号传输进入偏置电压控制器，偏置电压控制器就会根据电信号进行相应的调整来再次对偏振补偿器进行相应的调整，当得到稳定的电信号后传入电信号输出变化器中，最后接收电信号。其中三值光信号的编码器是在电信号的控制下，利用旋光器中电控旋光效应等来调整光源所发出的线偏光来获取三值光脉冲序列。而三值光信号解码器是把接收的三值光信号使用偏振分光棱镜，沿两个不同的光路对光信号进行解码并传输。同时偏振补偿器是接收的三值光的同步码序列，分两个不同的线路的固定的相位差来补偿电信号，通过识别同步码的信号，是否启动偏振补偿器，并不断地调整偏置电压控制器，促使零光强脉冲宽度达到设计的标准宽度，通过控制接收的光信号来使输出光时设计的偏振光。
2.3在三值光纤通信过程中会使用到到光学元器件（包括偏振分光镜、旋光器和偏振片等），其中旋光器是利用SLM通过对线偏振光的振动面旋转90°来获得互相垂直的线偏振光。而三值光缆的通信系统的主要是由三值光发送机、三值光接收器和再生器等组成，其中基本上是通过对两值光缆网对三值光纤通信进行纵向编码来实现三值光纤通信的信息传输量和频带的利用率。同时三值光信号的发送机原理是通过直接调制或间接调制三值光发送机，来使机器不间断的输入光信号，以达到对三值光信号的发送。其次是三值光信号的接收机是通过直接检波的原理来完成对三值光信号的接收工作。在整个三值光纤通信过程中，衔接的都比较紧密，而且每个环节都需要严格按照规范的操作进行，这样才能保证获取稳定的三值光信号，以保证整个三值光信号的传输通信。
总结：本文主要对三值光纤通信原理进行了浅要地论述和探讨，进一步研究和了解了三值光纤的通信技术。在对进行网络通信技术的研究过程中，我们需要掌握过硬的专业知识，并结合国内外先进的光纤通信技术，进一步对光电子信息技术、计算机科技和光纤通信技术等进行研究，认真分析研究三值光纤的通信原理，加强对三值光纤的利用，使我国在光电子信息技术能够得到长足的发展和进步。
参考文献
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【中图分类号】TN911 【文献标识码】A 【文章编号】1006-9682（2012）10-0084-02
蒙特卡罗（Monte Carlo）方法是一种基于随机试验和统计计算的数值方法，其基本原理是当需要求解的问题是某种随机事件出现的概率，或者是某个随机变量的期望值时，可以通过一种“实验”的方法，用这种事件出现的频率来估计该随机事件的概率，或者得到这个随机变量的某些数字特征，并将其作为问题的解。如果需要求解的问题不是一个随机事件问题，还可以通过数学分析找出与之等价的随机事件模型，然后再利用蒙特卡罗方法去求解。[1]
误码率是评价一个通信系统性能优劣的重要指标，但由于误码率的计算公式复杂，甚至在很多情况下无法得到解析解。[2～3]因此通过蒙特卡罗方法模拟实际的通信过程，得到仿真的通信系统误码率就成为一种方便的手段，特别适用于难以对检测器的性能进行分析的情况。
一、多种二进制基带信号的传输与接收
1.正交信号的传输与接收
在数字通信系统中，0和1组成的二进制数据可以用两个正交波形s0（t）和s1（t）来传输，传输信号通过加性高斯白噪声
信道（AWGN）后叠加了功率谱密度为 （W/Hz）的噪声n（t）。
接收端的信号可表示为：
r（t）=si（t）+n（t），i=0，1；0≤t≤Tb （1）
接收端在接收到信号r（t）后，判断在区间0≤t≤Tb内发送
是0还是1。接收机的设计原则是使差错率最小，满足这个原则的接收机称为最佳接收机。AWGN信道的最佳接收机可以由信号相关器和检测器组成。图1所示：
图1 最佳接收机方框图
信号相关器将接收到的信号r（t）与两个可能的发送信号s0（t）和s1（t）做互相关，假设s0（t）是已发送信号，相关器计算在区间0≤t≤Tb内的两个输出，得：
（2）
式中，n0和n1为信号相关器输出端的噪声分量；Eb为脉冲信号s0（t）的能量。同理，当s1（t）是已发送信号，相关器计算得到两个输出为r1（t）=Eb+n1而r0（t）=n0。
在t=Tb时刻对这两个输出r0（t）和r1（t）采样后，判决器将比较r0（t）和r0（t）并按如下规则判决：当r0>r1时，传输的是0。当r0
因为s0（t）和s1（t）是正交的，所以理论误码率为[1、4]：
（3）
2.双极性信号的传输与接收
在s0（t）和s1（t）是双极性信号时，有s1（t）=-s0（t）。此时图1所示的最佳接收机只需要一个相关器即可。假设相关器与s0（t）做互相关，当发送的是s0（t）时，相关器的输出r=Eb+n，当发送的是s1（t）时，相关器的输出r=-Eb+n，噪声分
量n的方差 ，最佳判断器与阈值0相比较，若r>0则判
断s1（t）被发送，若r
因为s1（t）=-s0（t），所以理论误码率为[1、4]：
（4）
3.单极性信号的传输与接收
用单极性信号来传送二进制序列，若信息比特为0，则不传送任何信号；若信息比特是1，则发送信号波形s（t）。因此，接收到的信号波形可以表示为：
与双极性信号一样，单极性信号的最佳接收机也只需要一个相关器。理论误码率为[1、4]：
（5）
二、二进制基带通信系统的蒙特卡罗仿真
在通信系统仿真中经常采用蒙特卡罗方法来实现误码性能的估计。为了说明问题，以加性高斯白噪声（AWGN）信道下二进制基带信号的误码性能为例，说明如何使用蒙特卡罗方法进行通信系统的误码性能仿真。
1.正交信号数字通信系统的仿真模型
用Simulink建立一个正交信号数字通信系统的仿真模型如图2所示。[1]
图2 正交信号数字通信系统误码性能仿真框图
在该系统模型中，主要包含以下模块：
（1）Random Integer Generator随机整数产生器模块，用它来产生消息比特。
（2）Porduct乘法器模块，在发送端产生s0（t）和s1（t），在接收端则与s0（t）和s1（t）进行相关运算。
（3）AWGN信道模块，用来对发送信号叠加高斯白噪声。
（4）Cumulative Sum累加器模块与乘法器Product2、Product3一起完成相关运算。
（5）Relational Operator关系操作模块用来对相关器的输出进行判决。
（6）误比特率统计模块（BER Calculation），对发送比特和解调比特进行比较，计算误比特率。
设置模型发送nsymbol=100000个数据比特，SNR的范围[0～12]dB，Simulink模型运行结果见图3。
通过曲线分析可知，蒙特卡罗仿真差错率与理论差错率在低信噪比情况下完全一致，而在高信噪比发生了一定的偏差。产生这一结果是因为蒙特卡罗的仿真精度和仿真次数N有密切关系。一般情况下，蒙特卡罗估计是无偏的，N越小，估计的方差就越大；N越大，估计的方差就越小。当N∞时，则估计值收敛于真实值。为了保证仿真精度，蒙特卡罗仿真次数N与给定差错率pe的关系应满足[5]N>10/pe。
由上式可知，当信噪比Eb/N0=10dB时相应的误码率数量级N在10-3以下，根据公式N>10/pe可知为了保证仿真精度与理论值的吻合，N应该大于104次。而上图的仿真误码率曲线是在固定仿真次数为105次的情况下得到的，故仿真误码率曲线与理论曲线基本吻合。当Eb/N0=12dB时相应的误码率数量级在10-5以上。根据公式N>10/pe可知为了保证仿真精度与理论值的吻合，N应该大于106次。而上图的仿真误码率曲线是在固定仿真次数为105次的情况下等到的，故仿真误码率曲线与理论曲线出现偏离。
根据上述分析可知，如果想要使信噪比较大时仿真曲线与理论曲线也比较吻合，可以在信噪比较大时，根据式子N>10/pe采用适当的仿真次数即可解决此问题。
2.双极性和单极性信号数字通信系统的仿真模型
与图2相比，双极性仿真模型只需要一个相关器与s0（t）相关，最后的判决器与0进行比较。单极性与双极性的仿真模型基本相同，只是在二进制数据源的输出端有很小的变化，因此两个模型可以通用。
对3种信号数字通信系统，在不同信噪比下，发送N=100000个数据比特，理论误码率结果图4所示：
从图4可以看出，单极性信号的误比特率高于双极性信号，与双极性信号似乎相差6dB，与正交信号也相差3dB。但是，需要注意的是，使用单极性信号，其平均发送的能量比双极性信号和正交信号少3dB。因此，单极性信号与正交信号性能是相同的，与双极性信号相差3dB。
三、结 论
文中对3种二进制基带通信系统的信号传输和最佳接收进行了理论分析，在此基础上，讨论了以误码率为性能指标的蒙特卡罗仿真建模方法，对蒙特卡罗仿真方法的试验精度等方面进行了性能分析。蒙特卡罗方法在通信系统的仿真中有着广泛的应用，因此有必要对其仿真方法进行研究，更好的运用这种方法解决实际工程问题。
参考文献
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2 Shanmugan K S.通信系统仿真原理与无线应用（肖明波等译）[M].北京：机械工业出版社，2008
1.简介
信号延迟技术是相关处理中的关键技术，已经在通信和雷达领域得到广泛的应用［1―9］。传统的信号延迟技术通常采用同轴电缆线、声表面波延迟线、光纤延迟线和数字射频存储等技术。但传统的信号延迟技术都是有限带宽的，延迟后的信号性能由这些方法的通带带宽决定。混沌信号作为理论上具有无限带宽频谱的宽带信号，传统延迟技术的带宽限制必然会恶化延迟后的信号性能。
为此我们提出了一种基于线性反时间混沌理论的混沌信号延迟技术。线性反时间混沌理论是由文献［10―14］提出的，该理论证明了噪声驱动的线性系统能产生反时间混沌（reverse-time chaos）。我们利用线性反时间混沌理论研究混沌信号的延迟技术，由于反时间混沌信号与混沌信号有相同的频谱和自相关函数，在相关处理中没有区别，因此下文中不对反时间混沌信号与普通混沌信号加以区分。我们利用数字系统产生脉冲信号和延迟后的脉冲信号，将其分别通过相同的线性滤波器得到反时间混沌信号和延迟的反时间混沌信号。文中通过理论阐明了该混沌信号延迟技术，并经由仿真和试验进行了验证和分析。
2.线性反时间混沌理论
本节简单介绍文献［10―14］中的线性反时间混沌理论。首先，我们从非线性混沌映射开始，考虑如下混沌映射：
z=2zmod1（1）
其初始条件0≤z＜1。如果状态变量z写为一个二进制分数，（1）式中的映射将可以看成左移然后舍去整数位的操作。在有限精度实现映射（1）时，假设初始条件z=0.11101101，那么将有z=0.1101101?。其中?意味着一个比特的新信息，其可以看作初始条件z取有限精度值时舍去的信息。后续的迭代继续每次一个比特的左移出新的信息，而确定性系统的这种产生新信息的能力解释了混沌系统对初始状态的极度敏感性。
由文献［10―14］的线性反时间混沌理论，与混沌系统（1）相应的反时间混沌映射可以描述如下：
y=（2）
其中初始条件0≤y
类似于离散映射，连续的反时间混沌信号可以由受驱动的二阶线性系统产生
+2β+（ω+β）x=s（t）（3）
其中x（t）为标量状态变量，β>0为衰减率，ω为阻尼振荡的频率。驱动信号s（t）为随机产生的脉冲。系统（3）通过类似离散系统（2）的机制产生反时间混沌信号，详细证明参见文献［11］。下文中，我们以系统（3）为混沌信号源的基本模型。
3.信号延迟技术
本节阐述混沌信号延迟技术。首先设u=x和v=，那么系统（3）可以表示为如下动力系统：
=-2βv-（ω+β）u+s（t）=v（4）
然后，我们构造一个与之相似的动力系统
-2 -（+）+s（t-Δt）-=（5）
其中，当=β，=ω时，系统（4）与系统（5）的不同只在于驱动信号s（t）和s（t-Δt）。下面我们证明系统（5）产生的信号将是系统（4）的延迟信号。
定理1：当=β，=ω时，对任意初始值的系统（4）和系统（5），其解有如下关系：
|（t）-u（t-Δt）|=0（6）
证明：设系统（4）与系统（5）的状态变量误差为e=v（t-Δt）-、e=u（t-Δt）-，误差系统可以由公式（4）（5）得到：
=-2βe-（ω+β）e=e（7）
构造李雅普诺夫函数L=e+（ω+β）e，利用公式（7）可得到其一阶导数。
=2e+2（ω+β）e
=2e［-2βe-（ω+β）e］+2（ω+β）ee
=-4βe≤0（8）
根据李雅普诺夫稳定性理论，可从（8）式的结果判断公式（7）表示的误差系统在原点全局渐进稳定，因此有：
|e（t）|=0
?圯|（t）-u（t-Δt）|=0
由此得证。
由定理1可知，要延迟系统（4）产生的信号u（t），只需要延迟驱动信号s（t）。因此我们提出的延迟技术，如图1，由数字系统产生噪声序列，一路经数模转换得到驱动脉冲s（t），然后驱动线性滤波器（4）得到反时间混沌信号u（t）。另一路数字延迟后再数模转换得到脉冲s（t-Δt），然后驱动（5）式的系统，得到延迟后的信号u（t-Δt）。这种方法利用便于延迟的数字信号驱动滤波器直接产生延迟后的宽带混沌信号，解决了宽带混沌信号延迟的难题。
4.数值仿真
本节通过仿真验证信号延迟技术，分析该技术在参数失配时的鲁棒性。仿真中，设β=ln2，ω=2π，驱动信号s（t）为由标准正态分布的噪声量化后产生的脉冲信号。如图2a所示，s（t）的幅度为±1，脉冲宽度为1秒。线性系统（4）产生的反时间混沌信号u（t）如图2b，图2c中为信号u（t）的频谱，从其平坦的特性可以看出反时间混沌信号有和混沌信号相似的频谱特征，因此也将有相似的自相关特性。
延迟的信号由系统（5）产生，理想情况下=β=ln2，=ω=2π，图3a和图3b分别画出了Δt=0和Δt=1时的信号u（t）和（t）。图中可以看出，本文提出的信号延迟技术有效的获得了延迟信号。为考虑信号延迟技术在参数失配时的鲁棒性，我们令Δt=0，并分别变化和，使和逐渐离开理想值β和ω，然后计算各个情况下的信噪比（u）/（（-u））来衡量此刻信号延迟技术的性能。图4a所示的是以（-β）/β为自变量，以（u）/（（-u））为函数的仿真结果，以（-ω）/ω〉为自变量，（u）/（（-u））为函数的结果显示在图4b中，其中图4结果中的每个点都由100次独立试验的平均得到。图4结果表明，本文提出的信号延迟技术在参数失配时具有鲁棒性。
5.试验结果
本节给出本文推荐的混沌信号延迟技术的试验结果。试验系统的结构如图5所示，脉冲驱动信号由EPF10K10LC84-4，ALTERA系列FPGA实现的数字系统产生，脉冲重复频率为16kHz，组成线性滤波器的元器件参数分别为L=6.8mH，C=132pF，R=150Ω。图6a为用于驱动的脉冲信号和输出信号u（t），图6b为由电容两端电压和电阻两端电压画出的吸引子图。图6验证了简单结构的线性系统能产生反时间混沌信号，其具有和混沌信号相似的波形和吸引子。为验证延迟技术的实用性，我们搭建了两个完全相同，如图5所示的系统，分别产生反时间混沌信号和其时延信号。图7为两个系统的输出信号，其中图7a和图7b所示分别是延迟为0和延迟为6.25×10时的结果。图7表明，本文推荐的混沌信号延迟技术可以方便地由实际系统实现。
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图6 线性反时间混沌。（a）驱动脉冲和反时间混沌信号波形，（b）以电容两端电压和电阻两端电压分别为横轴和纵轴的吸引子图。
6.结语
本文提出了一种基于线性反时间混沌理论的混沌信号延迟技术，该技术利用易于实现的数字延迟技术产生时延的脉冲信号，再由脉冲信号驱动线性系统直接产生时延的混沌信号。我们通过仿真和试验对该技术进行了验证和分析。
本文思路类似于文献［15，16］，不同的是文献［15，16］中以脉冲信号驱动非线性系统直接产生延迟的混沌信号，而本文延迟的混沌信号由线性系统产生。线性系统与非线性系统相比，其稳定性易于控制，系统结构相对简单。基于线性反时间混沌理论的混沌信号延迟技术在参数失配时具有鲁棒性，这也是非线性系统所不具备的。因此相对文献［15，16］，本文的技术更有可能在通信和雷达系统中得到实际的应用。
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［12］Yoshito Hirata，and Kevin Judd，Constructing dynamical systems with specified symbolic dynamics.Chaos 15，033102，2005.
［13］Ned J.Corron，Scott T.Hayes，Shawn D.Pethel，and Jonathan N.Blakely，Chaos without Nonlinear Dynamics.Physical Review Letters，97， 024101，2006.
［14］Scott T.Hayes，Chaos from linear systems:Implications for communicating with chaos，and the nature of determinism and randomness.Journal of Physics:Conference Series 23，2005：215-237.
频移键控（FSK）是用不同频率的载波来传送数字信号，并用数字基带信号控制载波信号的频率。具有抗噪声性能好、传输距离远、误码率低等优点[1]。在中低速数据传输中，特别是在衰落信道中传输数据时，有着广泛的应用。但传统的用硬件实现FSK的方法，特别是相干解调需要提取载波，设备相对比较复杂,成本比较高。本文基于 FPGA 芯片，采用 VHDL语言提出了一种 FSK调制解调器的实现方法。
1 . FSK调制
FSK调制的核心部分包括分频器、二选一选通开关等。图1[2]中的两个分频器分别产生两路数字载波信号；二选一选通开关的作用是：以基带信号作为控制信号，当基带信号为“0”，选通载波f1；当基带信号为“1”时，选通载波f2。从选通开关输出的信号就是数字FSK信号，调制信号为数字信号。
图1 FSK调制方框图
FSK调制VHDL程序仿真图如图2所示，载波f1和f2分别是通过对clk的12分频和2分频得到的。
图2 FSK调制VHDL程序仿真图
2.FSK解调
在解调器的设计中,已调信号是连续的波形，有两个不同的频率，在 FPGA实验平台上，已调信号可以通过矩形脉冲来代替，在一定的时间内，通过检测时钟上升沿来确定输入信号的频率，从而判断出基带信号。在本设计中，先设计一个同步信号，即当同步信号start为高电平时开始解调。论文格式。
图3 FSK解调方框图
图4是依照图3[2]编写VHDL语言解调程序得到的时序仿真图，在仿真图中，clk是输入的时钟信号，start信号为高电平，编辑输入调制信号x，通过时序仿真得出结果。论文格式。从图中可以看出，输出信号 y有延迟。计数器q计数时钟信号clk的上升沿，m计数输入调制信号的上升沿，计数器q计数到11时清零，若计数器q为10时，m计数小于等于3则判基带信号为“0”，否则判为“1”。论文格式。
图4 FSK解调VHDL程序仿真图
3.结论
整个设计使用VHDL语言编写，以EP1K30144-3为下载的目标芯片，在MAX+PLUSⅡ软件平台上进行布局布线后进行波形仿真，得到了正确的波形。结果正确无误，经验证满足预期的设计指标要求，且其整个工作过程可通过软件波形仿真，或是实际硬件电路通过示波器来直观、清晰观察。传统的FSK调制解调方式都是采用硬件电路实现，电路复杂、调试不便，采用VHDL语言用FPGA来实现的调制解调方式，设计灵活、修改方便，有效地缩小了系统的体积，增加了可靠性，具有良好的可移植性及产品升级的系统性。
参考文献
[1] 陈华鸿.频移键控(FSK)及其最新应用[J ].现代计算机,2000(9) :36-39.
中图分类号：TN911 文献标识码：A 文章编号：1671-7597（2014）20-0063-04
随着通信技术的发展，无线通信环境日益复杂。通信信号在很宽的频带上采用不同调制参数的各种调制方式。对未知信号的调制方式的识别可提供信号的结构、信号源特性等有用信息，并可以为信号的解调提供相应的参数，从而为有效识别和监视这些信号提供依据。这些技术的研究和开发不仅在现代信息对抗系统中，通信对抗中可以得到重要应用，也在无委会电磁频谱管理中可以得到非常大的应用。因此根据物业委员会的频谱管理要求和信号侦查等技术要求，结合无线通信的信道特性，进行系统平台的原理设计和验证，基于C语言进行系统的构建和实现。
该平台拟软件无线电架构进行设计，可以将中频数字通信信号进行数字化处理、分析和参数估计，通过这一系列的参数估计和分析达到将通信的调制方式识别的目的，并实现信号的参数估计（带宽、载波频率、符号率等）与均衡，最终将数字通信信号解码还原成相应的信号星座中的数据。
1 调制方式识别的模型
调制信号的识别问题的实质是模式识别，其核心是特征参数的选取与分类器的设计。特征参数的选取是基于对信号的认识和分析，信号的时域频域分析是信号理论的基础，其时域频域特征也是调制识别的基本特征。基于判决树的分类方法逻辑简单，易于实现。一个基于判决理论方法的调制自动识别器一般由三个部分组成：预处理、特征提取和调制自动识别。原理框图如图1所示。
图1 调制方式识别的模型
预处理的主要功能是对信号进行中频处理得到用于识别的基带信号。预处理主要包括了载波估计，符号速率估计，下变频，符号同步等基本的解调模块。预处理之后的信号能够更好的用于信号调制方式的识别。
特征的提取是识别的主要部分。不同的调制方式在时域频域上有着不同的特征参数，利用这些参数可以识别出不同的调制方式。本文征的提取是基于不同调制方式的频域特征和高阶统计量的联合特征。判决识别模块的功能是通过提取到的特征与设置的阈值进行比较，从而判断出调制类型。
2 信号模型
对于该项技术的研究中，主要涉及到各种调制方式的识别和相应的参数估计，如用于识别的不同调制信号参数的估计、用于解调的参数估计，如带宽、载波和符号率等估计。下面以MPSK和16QAM调制方式的识别为例进行方法的阐述相应的信号模型。发射端的MPSK及16QAM信号可以用统一的信号模型来
表示：
（1）
其中，分别为信号的I路和Q路基带信号。是成型滤波器，一般情况下选用根升余弦滤波器，为符号持续时间，为信号的初始相位，为载波频率，是不同调制方式下的I，Q路符号集，且信号的功率，符号集对应的取值如表1所示。经过高斯白噪声信道之后的信号可以表示成为：
（2）
其中是信道中均值为0方差为的高斯白噪声。
在接收端，信号的载波频率以及符号速率都是未知的，需要对信号的载波频率和符号速率进行估计。本文中符号速率的估计是基于对信号包络的检测，载波频率的估计采用的是频率中心法，具体的过程在下文介绍。
在符号速率估计过程中，设引入的符号偏差为，则得到的存在符号偏差的离散数字信号为
（3）
其中，，是采样时间。
高阶统计量是指高阶矩，高阶累积量以及它们的谱，即高阶矩谱和高阶累积量谱这四种主要的统计量。对于复平稳信号，其高阶矩表示为：
（4）
高阶累量表示为：
（5）
其中表示求累量。设接收端的信号简记为：，其中为信号，为高斯噪声，由高阶累量不变性可以得到：
（6）
现代通信理论有零均值高斯白噪声的M（M>2）阶累量为零，所以
（7）
可以看出如果一非高斯信号是在与之独立的加性高斯噪声中被观测的话，那么观测过程的高阶累积量将与非高斯信号过程的高阶累积量相等。因而，使用高阶累积量作为分析工具，理论上可以完全抑制高斯噪声的影响。信号的各阶高阶累量取决于信号的调制类型，因此通过计算信号高阶累量理论上可以识别出不同的调制方式，这是本文调制方式自动识别的理论出发点。常用的高阶累量与高阶矩之间的关系表示如下：
（8）
（9）
（10）
（11）
（12）
（13）
（14）
文献[2]给出了MPSK信号以及16QAM信号在载波同步，符号同步的情况下常用的高阶累量的理论值如表1所示，表中的表示信号的功率。
表1 符号载波同步下的MPSK及16QAM信号的常用高阶累量值
高阶累
积量 C20 C21 C40 C41 C42 C60 C63
BPSK P P 2P2 2P2 2P2 16P3 13P3
QPSK 0 P P2 0 P2 0 4P3
8PSK 0 P 0 0 P2 0 4P3
16QAM 0 P 0.68P2 0 0.68P2 0 2.08P3
3 载波偏差对调制方式识别的影响
从表2的数据我们可以看到，不同的调制方式其各阶累量是不完全相同的，这就给我们提供了对这些调制方式识别的理论依据。但是这些值的计算是在载波，以及符号完全同步的情况下的到的，而工程应用中不可能完全做到载波和符号完全同步。载波估计模块也只是对信号的中心频率做了一个大概的估计，因此总是存在一定的频率和相位偏差。在有频率以及相位偏差的情况下表1中的值将会发生较大的变化，图2可以说明这一点：
图2 载波偏差为0.01时不同调制方式的值
从图2中可以看到当存在载波偏差的时候，的值与理论值相差较大，由于高阶统计量都与M20，M21有关，因此我们对这两个统计值做推导来说明载波偏差对高阶统计量的值的影响。引用式（11）得到存在载波偏差的基带信号为： （15）
取信号的二次方得：
（16）
对信号进行化简处理：
BPSK： （17）
QPSK： （18）
8PSK： （19）
16QAM：
（20）
计算得：
BPSK： （21）
QPSK：
（22）
同理，8PSK，16QAM信号M20=0。
工程中，一般用平均值作为统计平均值的估计即：当存在载波偏差的时候，= 0。因此，载波偏差会使BPSK信号的M20接近0，而由于QPSK，8PSK，16QAM信号的统计平均值本质上就为0，因此载波偏差不会对其M20造成影响。同理，M40理也会受到类似的影响，所以这类高阶统计量将不适合用来作存在载波偏差信号的特征值。
若对信号的二次方模值求均值可以得到：
（23）
从上式可见，对于任意的载波偏差，信号的模值与载波频差没有关系，因此，将不受载波偏差的影响。同理，类似M42等高阶统计量也不受载波偏差的影响，因此存在载波偏差的时候我们可以选择这一类统计量作为判断的特征值。
4 存在载波偏差的MPSK信号以及16QAM信号的识别
上一节的分析中我们可以看到当信号具有载波偏差的时候，文献[2]定义的部分判决特征值将不适用。本文中根据信号的特点选择参数，以及信号本身的频谱关系来自动识别信号的调制方式。
1）BPSK信号的识别。
当信号是BPSK信号的时候，。由此可见BPSK信号的二次方频谱存在一个单频，而其他形式的PSK或者16QAM都不具备这样的性质，不同调制方式的二次方频谱如图3所示。
a
b
c
d
图3 的频率谱，a：BPSK，b：QPSK，c：8PSK，d：16QAM.SNR=10dB，载波偏出为0.01
从图中可以看出，无论是否存在载波偏差，BPSK信号都会有一个单频分量（没有载波偏差的时候，单频=0Hz），其他几种调制方式的频谱不具备单频的性质，因此检测信号的频谱的单频性质可以识别出BPSK信号。
为了识别出存在载波偏差的16QAM信号，定义判决特征值：，则不同调制方式的F值如下表2所示。
表2 不同调制方式的值
高阶累积量 F
16QAM 2.08E3 0.68E2 13.7594
QPSK 4E3 E2 16
8PSK 4E3 E2 16
我们可以看出16QAM的与QPSK以及8PSK的都不一样，因此计算信号的值可以识别出16QAM信号，图4为不同信噪比下的QPSK，8PSK以及16QAM的的值，其中设定判断阈值为15。
图4 不同信噪比下QPSK，8PSK，16QAM的的值
由于QPSK信号的平方也应该具有BPSK信号的特征， QPSK信号的四次方为：
从上式中可以看出，QPSK信号的四次方频谱也具有BPSK信号二次方频谱的特点，即具有单频分量，而8PSK信号却不具有这样的特点，因此从频谱的关系中我们可以识别出8PSK信号以及QPSK信号。图5所示为QPSK，8PSK信号的四次方频谱。
a QPSK
b 8PSK
图5 的频率谱， （SNR=10dB，载波偏出为0.01）
对于含载波偏差的MPSK和16QAM的识别过程，从以上的分析中可以得出含载波偏差的MPSK和16QAM的识别框图如图6所示，其中th（F）表示对判决的门限值，本文中th（F）=15，具体的步骤为：
1）检测的频谱，若存在单频，则原信号是BPSK，转入步骤4），否则转2）。
2）计算的值，如果
3）检测的频谱，若存在单频，则原信号是QPSK，否则为8PSK，转入步骤4）。
4）返回检测结果。
图6 存在载波偏差的MPSK及16QAM的识别过程
5 仿真结果
本文中分别对100个MPSK及16QAM信号在不同的信噪比条件下进行仿真，并令th（F）=15，仿真时的参数设置如表3所示，仿真结果显示在表4和表5以及图7中。
表3 仿真参数
参数名称 参数值 备 注
符号个数 1000
符号速率fb
（MBoud/s） 3
采样频率fs（MHz） 48 符合带通采样定理
载波频率fc（MHz） 6
过采样因子U 8
符号速率偏差 估计的符号速率 存在偏差
载波偏差 估计的频率 估计的频率都不是精确值，存在载波偏差
根升余弦滚降因子 0.35 成型、匹配滤波
信道信噪比Eb/N0（dB） [0：1：19] AWGN信道
表4 SNR=0dB时自动识别的结果（识别概率%）
输出输入 BPSK QPSK 8PSK 16QAM
BPSK 100 0 0 0
QPSK 0 98 1 1
8PSK 1 0 99 0
16QAM 0 2 6 92
表5 SNR=5dB时自动识别的结果（识别概率%）
输出输入 BPSK QPSK 8PSK 16QAM
BPSK 100 0 0 0
QPSK 0 100 0 0
8PSK 0 0 100 0
16QAM 0 0 0 100
图7 不同信噪比下各调制方式的识别率
从表4以及表5可以看出，在信噪比较低的时候，识别率仍然可以达到较好的效果，尤其是BPSK信号的识别率在低信噪比下仍可达到100%，当信噪比高于5dB的时候，16QAM信号的识别率也可以达到100%。
6 结论
本文通过高阶累积量的方法进行MPSK信号的调制方式识别的研究，进行了相应的信号模型的建立，提出了相应的实现方法，仿真结果表明，该方法是可行的的，可以应用到相应的系统设备中。
