时间：2023-03-23 15:20:06
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一般的数字采集系统，是通过传感器将捕捉的现场信号转换为电信号，经模/数转换器ADC采样、量化、编码后，为成数字信号，存入数据存储器，或送给微处理器，或通过无线方式将数据发送给接收端进行处理。无线数据传输系统就是样一套利用无线手段，将采集的数据由测量站发送到主控站的设备。
1系统组成
系统组成如图1、图2所示。
系统由测量站和主控站两部分组成。测量站主要完成对现场信号的采集、存储，接收遥控指令并发送数据。主控站的主要工作是发送遥控指令、接收数据信息、进行数据处理和数据管理、随机显示打印等。
2AT89C51与数字电台的串行通信
Atmel公司的AT89C51单片机，是一种低功耗、高性能的、片内含有4KBFlashROM的8位CMOS单片机，工作电压范围为2.7～6V（实际使用+5V供电），8位数据总线。它有一个可编程的全双工串行通信接口，能同时进行串行发送和执着收。通过RXD引脚（串行数据接收端）和TXD引脚（串行数据发送端）与外界进行通信。
2.1通信协议与波特率
数字电台与单片机、终端主控机的通信协议为：
通信接口——标准串行RS232接口，9线制半双工方式；
通信帧格式——1位起始位，8位数据位，1位可编程数据位，1位停止位；
波特率——1200baud。
数字电台选用Motorola公司的GM系列车载电台，工作于VHF/UHF频段，可进行无线数传（9线制标准串行RS232接口），也可进行话音通信；采用二进制移频键控（2FSK）调制解调方式，符合国际电报电话咨询委员会CCITT.23标准。在话带内进行数字传输时，推荐在不高于1200b/s数据率时使用。实际使用时，电台工作于220～240MHz频率范围，采用半双工方式（执行收、发操作，但不能同时进行）即可满足系统要求。
2.2AT89C51串行口工作方式
AT89C51串行口可设置四种工作方式，可有8位、10位和11位帧格式。本系统中，AT89C51串行口工作于方式3，即鳘帧11位的异步通信格式：1位起始位，8位数据位（低位在前），1位可编程数据位，1位停止位。
发送前，由软件设置第9位数据（TB8）作奇偶校验位，将要发送的数据写入SBUF，启动发送过程。串行口能自动把TB8取出，装入到第9位数据的位置，再逐一发送出去。发送完毕，使TI=1。
接收时，置SCON中的REN为1，允许接收。当检测到RXD（P3.0端有“1”到“0”的跳变（起始位）时，开始接收9位数据，送入移位寄存器（9位）。当满足RI=0且SM2=0或接收到的9位数据为1时，前8位数据送入SBUF，第9位数据送入SCON中的RB8，置RI为1；否则，这次接收无效，不置位RI。
串口方式3的波特率由定时器T1的溢出率与SMOD值同时决定：
方式3波特率=T1溢出率/n
当SMOD=0时，n=32；SMOD=1时，n=16。T1溢出率取决于T1的计数速率（计数速率=fosc/12）和TI预置的初值。
定时器T1用作波特率发生器，工作于模式2（自动重装初值）。设TH1和TL1定时计数初值为X，则每过“28-X”个机器周期，T1就会发生一次溢出。初值X确定如下：
X=256-fosc×(SMOD+1)/384×BTL
本系统中，SMOD=0，波行率BTL=1200，晶振fosc=6MHz，所以初值X=F3H。
2.3AT89C51与数字电台的硬件连接
AT89C51与数字电台的硬件连接如图3所示。
系统采用异步串行通信方式传输测量数据。利用单片机串口与数字电台RS232数据口相连。电台常态为收状态（PPT=0，收状态；PPT=1，发状态），单片机P3.5脚输出高电平。单片机使用TTL电平，电台使用RS232电平，由MAX232完成TTL电平与RS232电平之间的转换。3片光电耦合器6N137实现单片机与电台之间的电源隔离，增强系统抗干扰性能。
单片机通过带控制端的三态缓冲门74HC125、非门74HC14控制电台的收发转换，以及指令的接收和数据发送。接收时，P3.5=1,c2=1，74HC125B截止；P3.5经74HC14反相、光电隔离，使电台PPT脚为低电平，将其置为接收状态；同时c1=0，74HC125A导通，接收的指令由电台的RXD端输入，经MAX232电平变换、光电隔离、74HC125A缓冲门，送入单片机RXD脚。发射时，P3.5=0，经74HC14反相、光电隔离，使电台PPT脚为高电平，将其置为发射状态；同时c1=1，74HC125A截止，c2=0，74HC125B导通，数据由单片机TXD脚输出，经74HC125B缓冲门、光电隔离、MAX232电平变换，通过电台TXD端口将数据发送出去。
3通信软件设计
通信软件至关重要，一旦出现问题，整个系统就会瘫痪。采取差错控制与容错技术是非常重要的。
*主控站发送的指令中包含一定数量的同步符55H和3字节的密码。测量站在连续收到5个同步符后进行密码验证，验证通过后正式接收指令字节；如未通过，则测量站发一信号让主控站重发，三次验证不过则停发该命令。测量站发/主控站收时，验证方式与此相同。验证通过后，测量站开始发送数据。
*一个指令由3字节构成，第二字节等于第一字节加上35H，第3字节等于第二字节加上36H。如果收到的指令不符合此规则，则重发该命令，连续三次错误时停发。
*主控站每发一个指令，测量站都回送一个应答信号。该应答信号中包含原指令样本。
下面给出单片机串行口与电台的基本通信程序。
初始化程序：
BTLEQU2FH；波特率放在内部RAM的2FH单元
MOVTMOD，#21H；T0方式1，16位计数器，T1方式2，串口用
SETBTR0；启动T0
MOVBTL，#0F3H；波特率设定为1200
MOVSCON，#0C0H；串口方式3，9位数据，禁止接收
接收及验证程序：
NUMEQU2BH；同步符个数值存放在内部RAM的2BH单元
TEMPEQU2CH
ROM-CH：DB55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H
DB55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H，55H；20字节同步符
MIMDB''''WSC''''：3字节密码“WSC”
SETBP3.5；置电台收状态
SETBREN；允许串口接收
A1：MOVNUM，#0；记录连续到同步符55H的个数
A2：JBRI，A2；串口有数据转A3
A3：CLRRI；清接收中断标志
MOVA，SBUF；读串口数据
CJNEA，#55H，A1；不是同步符转A1
INCNUM；收到的同步符个数加1
MOVA，NUM；取收到的同步符个数
CJNEA，#5，A2；未收够连续5个55H转A2
A4:MOVNUM,#0;密码验证，记录收到密码字节数
A5：MOVDPTR，#MIM；密码字符首址
MOVA，NUM
MOVCA，@A+DPTR；查表取密码
MOVTEMP，A；保存密码
JBRI，A6；串口收完一个字节转A6
…
A6：CLRRI；清接收中断标志
MOVA，SBUF；读串口数据
CJNEA，TEMP，A4；与密码不符转A4
INCNUM；收到的密码个数加1
MOVA，NUM；取已收到的密码字节数
CJNEA，#3，A5；密码未收完转A5
发送程序：
CLRP3.5；置电台发状态
MOVB，#23
MOVDPTR，#ROM-CH
B1：CLRA
MOVCA，@A+DPTR；查表发送同步符和密码共24字节
INCDPTR
LCALLSEND-CH；调发送单字节子程序
DJNZB，B1
…
CLRA
MOVDPTR，#7000H；外部RAM数据首址，发送外部RAM中的数据到电台
B2：CJNER4，#0，B3
CJNER3，#0，B3；R4R3=发送字节数
B3：MOVXA，@DPTR；取数据
INCDPTR
LCALLSEND-CH
CJNER3，#0，B4
CJNER4，#0，B5
B4：DECR3
LJMPB2
DECR3
DECR4
LJMPB2
…
SEND-CH：SETBTB8
MOVSBUF，A
DB0，0，0，0，0，0，0，0
JNBTI，$；延时4μs
CLRTI
在工业、科学研究以及医疗设备中，目前出现了大量需要进行通信的设备，这些设备通信距离较近、数据量较小、不适合布线。比如自动抄表系统、酒店点菜系统以及现场数据采集系统等，其中有很多设备是可移动的，而且要求何种小便于携带。因此，要求其通过设备具有体积小、功耗低、成本低、使用方便等特点。基于这些需求，本文给出了一款超低功耗的无线数字传输模块的设备及实现方法。
该模块采用Chipcon公司的超低功耗FSK调制解调芯片CC1000和Microchip公司的低功耗单片机PIC16F73，从而保证了系统的超低功耗。同时，为了适应电池供电系统的应用，该模块支持查询方式的无线通信，可以使系统的平均工作电流低至10μA。该模块具有8组信道，可以实现点对点、点对多点的半双工通信，并且提供标准串行数据接口，支持TTL、RS232和RS485通信接口，可以方便地与其它控制器或计算机连接。
图1
1模块硬件设计
模块结构框图如图1所示。
作为工作在物理层和数据链路层的底层通信设备，该系统完成数据的调制解调、假数据过滤、数据组合、解码数据帧、数据校验等功能。在接收过程中完成数据由电信号向位流、由位流数据向字节，由字节向数据帧的变换，而在发送过程中则完成接收到的逆向过程。数据发送过程中数据流的变化如图2所示。
调制解调由CC1000完成。系统采用频移键控调制（FSK），载波频率为434MHz，带宽为64kHz，数据采用差分曼彻斯特编码发送，空中发送数据速率可以根据需要设置，最高FSK数据速率为76.8kpbs。CC1000采用三线命令接口和两线数据接口，可编程配置载波频率和数据速率等内容。有关CC1000的详细内容见参考文献。
模块控制器在发送时从用户接口接数据和命令，并将用户数据转换成数据帧传送给CC1000，控制CC1000进行数据发送。在接收时，控制器接收从CC1000传送过来的数据，分析数据，过滤噪声，将数据由位流转换为字节，进行校验并将用户数据通过串行口传送给用户，使用户可以实现所发即所收。
模块是为低功耗系统而设计的，除了具有SLP引脚可以直接休眠模块外，还有一些专门设计的命令来支持使用查询方式的通信。PCMD、RX、TX三线组成模块的三线接口，配置命令时PCMD必须为高电平。配置命令工作时序如图3所示。
发送数据时PCMD应置为低电平，通过串行口发送数据即可。模块使用时间间隔区分数据帧，如果有传输半个字节的时间没有接收到数据，则认为此前接收到的为一帧数据，系统将编码该帧数据并通过CC1000进行调制和发送。因此，如果用户数据是以数据帧的格式发送的，用户应当连续发送数据，以避免模块将一帧数据分割为两帧数据发送，从而降低发送效率。模块只能进行半双工通信，没有数据发送时模块处于接收状态；有休眠信号时模块进入体眠状态，此时模块无法接收和发送数据，只有将模块唤醒后，才能发送和接收数据。READY信号是模块工作状态指示信号。当READY长时间处于低电平状态时，可以使用RST将模块复位，重新设置模块的工作状态，以避免模块处于错误工作状态。
2软件设计
系统软件采用专门为PIC单片机进行了优化，能够为PIC系列单片机产生优质高效的代码，具体内容参考文献。系统控制器软件设计是本系统的核心内容，由于控制器要完成与用户和CC1000双方的通信及数据封装，因此系统软件借用Windows系统的消息循环机制设计，采用消息循环的体系结构。这种结构使得程序结构清晰、可扩展性强、可移植性强。经过长时间的初中，证明这种结构非常适合单片机系统软件的开发。
图4为程序初始化和主函数部分的结构框图。系统程序总线结构采用消息驱动机制。在系统内部寄存器和变量初始化完成后便可以进入消息循环程序查询系统消息。系统消息一般是CPU外部或内部的事件通过CPU中断系统激励CPU运行的。为了能够使系统产生和响应消息，必须启动CPU的中断系统，因而在进入消息循环前启动CPU定时中断、串行通信中断、外部触发中断。程序初始化部分在CPU上电或复位后只执行一次，CPU在正常工作时即将终都在消息循环中反复检测消息是否存在，并根据消息的种类做不同的操作，最后清除相应的消息标志，再进行循环检测消息。本系统中消息共有三种，分别是程序节拍控制信号、与CC1000通信的信号以及与用户通信的信号。程序节拍控制信号控制程序的运行过程，包括时间信号、外部中断信号（休眠、唤醒）以及其它定时动作信号；与CC1000通信的信号包括CC1000状态转换信号、接收完成信号、发送开始信号以及发送完毕信号等，负责管理与CC1000的通信和控制工作；与用户通信的信号包括接收用户数据完毕信号、用户数据发送完毕信号以及向用户发送数据开始信号等，负责与用户的通信管理。程序的消息循环结构如图5所示。
3模块性能
3．1模块功能
作为一款专门为低功耗系统而设计的无线数字传输模块，该模块具有低电平供电、低功耗的特点。供电电压范围为3V～12V。当供电电压为3V时，在接收状态下，模块电流为9.6mA；在发送状态下，模块电流为25.6mA；在休眠状态下，模块电流为2μA。通信系统使用查询方式工作时，处于接收的工作电流计算公式如下，即若休眠时间为dsl，检测信号时间为tdt，那么平均工作电流为（单位为μA
）：
Ip=(tsl×2+tdt×9600)/(tsl+tdt)
因此，如果一个系统的休眠时间为8s,检测时间为13μA。这样，5400mAh的锂电流可以使用47年！当然，实际使用中应该计算模块处于接收状态时的电流，此时模块的功耗就取决于模块工作的情况和传输数据量的大小，但是其极低的待机功耗对于移动设备来说是十分重要的。
3．2通信可靠性
通信误码率可以使用如下近似公式计算：
Pe≈Ne/N
式中，N为传输的二进制码元总线；Ne为被传输错的码元数，理论上应有N∞。
在实际使用中，N足够大时，才能够把Pe近似为误码率。经过对模块的测试，在数据速率为2400bps、通信距离为100m(平原条件)时，通信误码率为10-3～10-5。在数据速率提高时，通信误码率会增加，但是通信模块可采用多项技术来提高通信可靠性。在物理层，模块采用差分曼彻斯特编码技术发送数据，从而保证通信中的同步问题；而在数据链路层，使用CRC（循环冗余编码）进行数据帧校验，用以保证数据到达用户应用层以后的可靠性。当然，用户在应用层还可以采取多种通信协议来进一步提高通信的可靠性。
3.3通信距离
在无线通信中，通信距离与发射机发送信号的强度和接收机接收灵敏度有着直接关系。本模块的发送功率为10dBm，而在数据速率为2400bps、带宽为64kHz、通信二进制误码率为10-3条件下，模块的接收灵敏度为-110dBm。在天线高于地面3m的可视条件下，可告通信距离（误码率小于10-3）大于300m。在市区环境中，可靠通信距离在10m左右。
图5
4模块应用
随着传感器技术、信息处理技术、测量技术与计算机技术的发展，智能驾驶系统（辅助驾驶系统一无人驾驶系统）也得了飞速的发展。消费者越来越注重驾驶的安全性与舒适性，这就要求传感器能识别在同一车道上前方行驶的汽车，并能在有障碍时提醒驾驶员或者自动改变汽车状态，以避免事故诉发生。国际上各大汽车公司也都致力于这方面的研究，并开发了一系列安全驾驶系统，如碰撞报警系统（CW）、偏向报警系统（LDW）和智能巡游系统（ICC）等。国内在这些方面也有一定的研究，但与国外相比仍存在较大的差距。本文将主要讨论多传感器信息融合技术在智能驾驶系统（ITS）中的应用。
1ICC/CW和LDW系统中存在的问题
1.1ICC/CW系统中的误识别问题
ICC/CW系统中经常使用单一波束传感器。这类传感器利用非常狭窄的波束宽度测定前方的车辆，对于弯曲道路（见图1（a）），前后车辆很容易驶出传感器的测量范围，这将引起智能巡游系统误加速。如果前方车辆减速或在拐弯处另一辆汽车驶入本车道，碰撞报警系统将不能在安全停车范围内给出响应而容易产生碰撞。类似地，当弯曲度延伸时（见图1(b)），雷达系统易把邻近道路的车辆或路边的防护栏误认为是障碍而给出报警。当道路不平坦时，雷达传感器前方的道路是斜向上，小丘或小堆也可能被误认为是障碍，这些都降低了系统的稳定性。现在有一些滤波算法可以处理这些问题并取得了一定效果，但不能彻底解决。
1.2LDW系统中存在的场景识别问题
LDW系统中同样存在公共驾驶区场景识别问题。LDW系统依赖于一侧的摄像机（经常仅能测道路上相邻车辆的位置），很难区分弯曲的道路和做到多样的个人驾驶模式。LDW系统利用一个前向摄像机探测车辆前方道路的地理状况，这对于远距离测量存在着精确性的问题，所有这些都影响了TLC（Time-to-Line-Crossing）测量的准确性。现常用死区识别和驾驶信息修订法进行处理，但并不能给出任何先验知识去识别故障。
2多传感器信息融合技术在ITS系统中的应用
针对以上系统存在的一些问题，研究者们纷纷引入了多传感器信息融合技术，并提出了不同的融合算法。基于视觉系统的传感器可以提供大量的场景信息，其它传感器（如雷达或激光等）可以测定距离、范围等信息，对两方面的信息融合处理后能够给出更可靠的识别信息。融合技术可以采用Beaurais等人于1999年提出的CLARK算法（CombinedLikelihoodAddingRadar）和InstitudeNeuroinformatik提出的ICDA（IntegrativeCouplingofDifferentAlgorithms）算法等方法实现。
2.1传感器的选择
识别障碍的首要问题是传感器的选择，下面对几种传感器的优缺点进行说明（见表1）。探测障碍的最简单的方法是使用超声波传感器，它是利用向目标发射超声波脉冲，计算其往返时间来判定距离的。该方法被广泛应用于移动机器人的研究上。其优点是价格便宜，易于使用，且在10m以内能给出精确的测量。不过在ITS系统中除了上文提出的场景限制外，还有以下问题。首先因其只能在10m以内有效使用，所以并不适合ITS系统。另外超声波传感器的工作原理基于声，即使可以使之测达100m远，但其更新频率为2Hz，而且还有可能在传输中受到其它信号的干扰，所以在CW/ICC系统中使用是不实际的。
表1传感器性能比较
传感器类型优点缺点
超声波
视觉
激光雷达
MMW雷达价格合理，夜间不受影响。
易于多目标测量和分类，分辨率好。
价格相合理，夜间不受影响
不受灯光、天气影响。测量范围小，对天气变化敏感。
不能直接测量距离，算法复杂，处理速度慢。
对水、灰尘、灯光敏感。
价格贵
视觉传感器在CW系统中使用得非常广泛。其优点是尺寸小，价格合理，在一定的宽度和视觉域内可以测量定多个目标，并且可以利用测量的图像根据外形和大小对目标进行分类。但是算法复杂，处理速度慢。
雷达传感器在军事和航空领域已经使用了几十年。主要优点是可以鲁棒地探测到障碍而不受天气或灯光条件限制。近十年来随着尺寸及价格的降低，在汽车行业开始被使用。但是仍存在性价比的问题。
为了克服这些问题，利用信息融合技术提出了一些新的方法，利用这些方式可以得到较单一传感器更为可靠的探测。
2.2信息融合的基本原理
所谓信息融合就是将来自多个传感器或多源的信息进行综合处理，从而得出更为准确、可靠的结论。多传感器信息融合是人类和其它生物系统中普遍存在的一种基本功能，人类本地地具有将身体上的各种功能器官（眼、耳、鼻、四肢）所探测的信息(景物、声音、气味和触觉)与先验知识进行综合的能力，以便对其周围的环境和正在发生的事件做出估计。由于人类的感官具有不同度量特征，因而可测出不同空间范围的各种物理现象，这一过程是复杂的，也是自适应的。它将各种信息（图像、声音、气味和物理形状或描述）转化成对环境的有价值的解释。
多传感器信息融合实际上是人对人脑综合处理复杂问题的一种功能模拟。在多传感器系统中，各种传感器提供的信息可能具有不同的特片：对变的或者非时变的，实时的或者非实时的，模糊的或者确定的，精确的或者不完整的，相互支持的或者互补的。多传感器信息融合就像人脑综合处理信息的过程一样，它充分利用多个传感器资源，通过对各种传感器及其观测信息的合理支配与使用，将各种传感器在空间和时间上的互补与冗余信息依据某种优化准则结合起来，产生对观测环境的一致性解释或描述。信息融合的目标是基于各种传感器分离观测信息，通过对信息的优化组合导出更多的有效信息。这是最佳协同作用的效果，它的最终目的是利用多个传感器共同或联合操作的优势来提高整个系统的有效性。
2.3常用信息融合算法
信息融合技术涉及到方面的理论和技术，如信息处理、估计理论、不确定性理论、模式识别、最优化技术、神经网络和人工智能等。由不同的应用要求形成的各种方法都是融合方法的个子集。表2归纳了一些常用的信息融合方法。
表2信息融合方法
经典方法现代方法
估计方法统计方法信息论方法人工智能方法
加权平均法经典推理法聚类分析模糊逻辑
极大似然估计贝叶斯估计模板法产生式规则
最小二乘法品质因素法熵理论神经网络
卡尔曼滤波D-S证据决策理论遗传算法
模糊积分理论
2.4智能驾驶系统中信息融合算法的基本结构
由于单一传感器的局限性，现在ITS系统中多使用一组传感器探测不同视点的信息，再对这些信息进行融合处理，以完成初始目标探测识别。在智能驾驶系统中识别障碍常用的算法结构如图2所示。
3CLARK算法
CLARK算法是用于精确测量障碍位置和道路状况的方法，它同时使用来自距离传感器（雷达）和摄像机的信息。CLARK算法主要由以下两部分组成：①使用多传器融合技术对障碍进行鲁棒探测；②在LOIS（LikelihoodofImageShape）道路探测算法中综合考虑上述信息，以提高远距离道路和障碍的识别性能。
3.1用雷达探测障碍
目前经常使用一个雷达传感器探测前方的车辆或障碍。如前面所分析，雷达虽然在直路上的性能良好，但当道路弯曲时，探测的信号将完全可靠，有时还会有探测的盲点或产生错误报警。为了防止错误报警，常对雷达的输出进行标准卡尔曼（Kalman）滤波，但这并不能有效解决探测盲点问题。为了更可靠地解决这类问题，可以使用扫描雷达或多波束雷达，但其价格昂贵。这里选用低价的视觉传感器作为附加信息，视觉传感器经常能提供扫描雷达和多波束雷达所不能提供的信息。
3.2在目标识别中融合视觉信息
CLARK算法使用视觉图像的对比度和颜色信息探测目标，使用矩形模板方法识别目标。这个模板由具有不同左右边界和底部尺寸的矩形构成，再与视觉图像对比度域匹配，选择与雷达传感器输出最接近的障碍模板。
CLARK算法首先对雷达信号进行卡尔曼滤波，用于剔除传感器输出的强干扰，这出下列状态和观测方程处理：
D（t）=R(t)+v(t)
式中，R（t）为前方障碍的真实距离（未知），R（t）是其速度（未知，）D（t）为距离观测值，Δt为两次观测的问题时间，w（t）和v(t)为高斯噪声。给定D（t），由Kalman滤波器估计R（t）和R（t）的值，并把估计值R(t)作为距离输入值，使用R(t)和D（t）的差值确定所用矩形模板的偏差。由于使用雷达探测的位置与雷达作为补偿。
使用上述算法可以有效提高雷达探测的可靠性，但当图像包含很强的边缘信息或障碍只占据相平面一个很小的区域时，仍不能得到满意的结果。因此，除对比度外，又引入视觉图像的颜色域。
3.3相合似然法
在探测到障碍后，CLARK算法将这些信息整合到道路探测算法（LOIS）中。LOIS利用变形道路的边缘应为图像中对比度的最大值部分且其方位应垂直于道路边缘来搜索道路。如果只是简单地将两个信息整合，则障碍探测部分的像素被隐藏，其图像梯度值不会影响LOIS的似然性。这样可以防止LOIS将汽车前方障碍的边缘误认为是道路的边缘来处理。但是当道路的真实边缘非常接近障碍的边缘时，隐藏技术则失效。
为了使隐藏技术有效，可以在障碍和道路探测之间采取折中的处理方法。这种折中的处理方法就是相合似然法。它将探测障碍固定的位置和尺寸参数变为可以在小范围内变化的参数。新的似然函数由LOIS的似然和小探测障碍的似然融合而成。它使用七维参数探测方法（三维用于障碍，四维用于道路），能同时给出障碍和道路预测的最好结果。其公式如下：
式中，Tb、Tl、Tw为相平面内矩形模板的底部位置、左边界和宽度的三个变形参数，[xr(t),xc(t)]为变形模板相平面的中心。[yr(t)，yc(t)]为由雷达探测并经Kalman滤波的障碍在相平观的位置。将地平面压缩变化为相平面，的实时估计，为相平面内一个路宽的值（3.2m）。tan-1的压缩比率在相平面内不小于Tmin（路宽的一半），不太于Tmax（路宽）。通过求解七维后验pdfP（k'''',b''''LEFT，b''''RIGHT，vp，Tb，Tl,Tw|[yr(t),yc(t)],ObservedImage）的最大值获得障碍和道路目标。
PCI总线规范是为提高微机总线的数据传输速度而制定的一种局部总线标准。在设计自行开发的基于PCI总线的数据传输设备时，需要开发相应的设备驱动程序。通常开发PCI设备驱动程序有多种模式，在Windows2000环境下，主要采用WDM模式。本文针对自行开发的基于PCI总线的CCD视频信号传输控制卡，编写了符合WDM模式的驱动程序。
1WDM模式驱动程序
1．1WDM模式（WindowsDriverModel）
Windows2000对驱动程序的编写不再基于以往的Win3．x和Win9x下的VxD（虚拟设备驱动程序）结构，而是基于一种新的驱动模型——WDM（WindowsDriverModel）。
WDM为Windows98／2000／XP操作系统的设备驱动程序的设计提供了统一的框架。WDM来源于WindowsNT的分层32位设备驱动程序模型（layered32－bitdevicedrivermodel）。它支持更多的特性，如即插即用（PnP）、电源管理、WMI和NT事件。
1．2设备驱动程序
设备驱动程序是操作系统的一个组成部分，它由I／O管理器（I／OManager）管理和调动。Windows2000操作系统下的I／O管理器功能描述如图1所示。
I／O管理器每收到一个来自用户应用程序的请求就创建一个I／O请求包（IRP）的数据结构，并将其作为参数传递给驱动程序。驱动程序通过识别IRP中的物理设备对象（PDO）来区别是发送给哪一个设备。IRP结构中存放请求的类型、用户缓冲区的首地址、用户请求数据的长度等信息。驱动程序处理完这个请求后，在该结构中填入处理结果的有关信息，调用IoCompleteRequest将其返回给I／O管理器，用户应用程序的请求随即返回。访问硬件时，驱动程序通过调用硬件抽象层的函数实现。
1．3DriverStudio工具简介
NuMegaLab公司开发的DriverStudio是一整套开发、调试和检测Windows平台下设备驱动程序的工具软件包。它把DDK（DeviceDevelopmentKit）封装成完整的C＋＋函数库，根据具体硬件通过向导生成框架代码，并且提供了一套完整的调试和性能测试工具SoftICE、DriverMonitor等。
2应用实例
本文利用PCI专用接口芯片PCI9052设计了一个数据传输控制卡。卡上主要的芯片有PCI9052、FIFO（CY7C4221）、CPLD（MAX7064S）和A／D转换器（MAX1197）。传输卡硬件框图如图2所示。面阵CCD得到的视频信号经过调理电路，生成的视频调理信号通过A／D转换器进行数字化处理，送入FIFO中。在CPLD的控制下，数据经过PCI9052送入PCI总线，再传送到计算机内存中，并显示在监视器上。驱动程序必须实现如下几个基本功能：（1）硬件中断；（2）能支持应用程序获取数据；（3）能根据外部FIFO（CY7C4221）的状态启动或停止突发传输。
在数据输入过程中，最重要的是对数据进行实时控制，因此需要硬件中断。在中断程序中，根据外部FIFO状态完成数据的读入。
2．1用DriverWizard生成驱动程序框架
DriverStudio中的DriverWorks软件为开发WDM程序提供了一个完整的框架。它包含一个可快速生成WDM驱动程序框架的代码生成向导工具DriverWizard，而且还带有许多类库。在用DriverWizard生成的程序框架中写入相对于设备的特定代码，编译后即可得到所需的驱动程序。
在利用DriverWorksV2．7的向导DriverWizard完成驱动程序的框架时共有11个步骤，其中关键步骤有：
（1）在第四步中选中PCI，并在VendorID和DeviceID中分别输入厂商号和设备号，还需填入PCISubsystemID和PCIRevisionID。这四项可以用网上的免费软件PCITree或PCIView浏览PCI设备，用这两个软件也可以得到BAR0～BAR5的资源分配情况和中断号。
（2）第七步IRP队列排队方法，它决定了驱动程序检查设备的方式。本设计选SystemManaged，则所有的IRP排队都由系统（即I／O管理器）完成。
（3）第九步是最关键的一步。首先在Resources中添加资源，在name中输入变量名，在PCIBaseAddress中输入0～5的序列号。0～5和BAR0～BAR5一一对应。在设置中断对话框中，在name栏写入中断服务程序的名称，选中创建中断服务程序ISR?穴CreateISR?雪，不选创建延迟程序调用DPC（CreateDPC），选中MakeISR／DPCclassfunctions，使ISR／DPC成为设备类的成员函数。
其次选中Buffer以选取读写方式，用于描述与I／O操作相关的数据缓冲区。本设计需要快速传送大量数据，因此采用DirectI／O方式。
（4）在第十步中，需要加入与应用程序或者其他驱动程序通信的I／O控制代码参量。
2．2驱动程序模块框图和代码分布
PCI设备驱动程序模块包括配置空间的访问模块、IO端口模块、内存读写模块和终端模块等。各模块之间是对等的。驱动程序模块框图如图3所示。
驱动程序初始化模块代码段放在＃pragmacode＿seg（″INT″）和＃pragmacode＿seg（）之间。在系统初始化完成后，这部分代码从内存中释放，防止占用系统宝贵的内存资源。＃pragmacode＿seg（）之后是驱动程序和系统的许多模块的实现部分。这部分在驱动程序运行后不会从内存中释放。
2．3驱动程序主要模块的实现
（1）配置空间的访问模块
DriverWorks的KPciConfiguration类封装了访问PCI设备配置空间的所有操作。首先初始化这个类的实例：
KpciConfigurationPciConfig（）m＿Lower．TopOfStack（））；
／?觹m＿Lower是KpnpLowerDevice类的对象。m＿LowerTopOfStack（）返回当前设备堆栈顶部的设备对象。*/
初始化完后可以直接利用成员函数ReadHeader／WriteHeader函数访问所有的配置寄存器。
为了确定映射空间的类型和大小，先向目标基地址寄存器写入0Xffffffffh，然后回读该寄存器的值。如果最低位为1，表示映射于I／O空间，反之为存储空间；如果映射于存储空间，从第四位开始计算0的个数可以确定内存空间的大小；如果是I／O方式，从第二位开始计算0的个数可确定I／O空间的大小，最大为256字节。如果设备的存储空间超过256字节，要实现设备的整个存储部分的访问，就必须采用内存映射。
（2）I／O操作模块
Driverworks的KIoRange类封装了I／O端口访问的操作。部分代码如下：
{……
KIORangeDevIoPort()；／／创建实例
NTSTATUSstatus＝DevIoPort()．Initialize(pResListTranslated，pResListRaW，PciConfig．BaseAddressIndexToOrdinal(0))；
／*第一个参数为转换后的资源列表指针；第二个参数为原始资源列表指针；第三个参数中的0为I／O口对应的基地址，用来转换成特定端口资源的序数?*／
If(NT＿SUCCESS(status))
{……
DevIoPort．inb(0,LineBuf1,10);
／*成功初始化后可分别用KIoRange类的成员函数inb(／outb)从端口中读／写字节*／
}
else｛Invalidate()；returnstatus；
／*未能初始化成功，错误信息在status中*／
{
……}
(3)内存读写模块
DriverWorks的KMemoryRange类封装了端口访问的操作。
status＝m＿MemoryRange()．Initialize(pResListTranslated，pResListRaw，PciConfig．BaseAddressIndexToOrdinal(0))；
此函数的参数、意义及具体用法与I／O端口的操作基本相同。
内存对象也用来发送控制字，以控制CPLD的开始和停止等。实际上控制字是通过PCI9052发送的。该控制字地址已被映射成PCI的内存空间。所以定义一个指向内存空间的内存对象，通过该对象即可发送控制字。
（4）中断模块
在中断模块，首先要激活PCI9052中断使能位，然后判断硬件中断响应是否产生，如果有，则进行突发传输，读入FIFO中的数据。
BOOLEANTranCard::Isr＿MyIrq(void)
{if(／／中断未产生)
{……
returnFALSE;}
else
{／*如果产生硬件中断，设置命令寄存器，进行突发数据传输*／
returnTRUE;}
}
为了将硬件中断与编写的中断服务程序连接在一起，采用InitializeAndConnect方法，部分代码如下：
NTSTATUSTranCardDevice?押?押OnStartDevice(KIrpI)
{……
status＝m＿MyIrq．InitializeAndConnect(
pResListTranlated,
LinkTo(Isr＿MyIrq),
This;)
……}
2．4驱动程序的调用
编写驱动程序本身不是最终目的，最终目的是调用驱动程序管理资源，并为用户应用程序使用。驱动程序加载以后，它的许多进程处于Idle状态，实际上需要用户应用程序去调用激活。应用程序利用Win32API直接调用驱动程序，实现驱动程序和应用程序的信息交互。
首先用CreateFile()打开设备，获得一个指向设备对象的句柄。使用CreateFile函数时应注意：由于驱动程序是*．sys，所以第一个参数应该是这个设备对象的标志连接（symboliclink）。该标志连接名有一个设置数据文件搜索路径的数字号，而这个数字号通常是零。如果这个连接名是″TranCard″，则传递给CreateFile的宇符串就是：″＼＼＼＼．＼＼TranCard0″。例如：
HANDLEhDevice＝CreateFile(″＼＼＼＼．＼＼TranCard0″)GENERIC＿READ｜GENERIC＿WRITE,FILE＿SHARE＿READ,NULL?,OPEN＿EXISTING,0,NULL);
然后用DeviceIoControl()进行数据的传送。最后用CloseHandle（）关闭设备句柄。
下面是应用DeviceIoControl()程序片段。
{……
m＿b＝DeviceIoControl(hDevice,TRANCARD＿IOCTL＿
RECEIVE(buffer,sizeof,buffer,NULL,0,＆buffersize，NULL);
……}
2．5驱动程序的调试
通信网正向着IP化、宽带化方向发展。通信网由传输网、交换网和接入网三部分组成。目前，我国传输网已经基本实现数字化和光纤化；交换网也实现了程控化和数字化；而接入网仍然是通过双绞线与局端相连，只能达到56kb／s的传输速率，不能满足人们对多媒体信息的迫切需求。对接入网进行大规模改造，以升级到FTTC(光纤到路边)甚至FTTH(光纤到户)，需要高昂的成本，短期内难以实现。XDSL技术实现了电话线上数据的高速传输，但是大多数家庭电话线路不多，限制了可连接上网的电脑数，而且在各房间铺设传输电缆极为不便。最为经济有效而且方便的基础设备就是电源线，把电源线作为传输介质，在家庭内部不必进行新的线路施工，成本低。电力线作为通信信道，几乎不需要维护或维护量极小，而且可以灵活地实现即插即用。此外，由于不必交电话费，月租费便宜。
电力线高速数据传输使电力线做为通信媒介已成为可能。铺设有电力线的地方，通过电力线路传输各种互联网的数据，就可以实现数据通信，连成局域网或接入互联网。通过电源线路传输各种互联网数据，可以大大推进互联网的普及。此项技术还可以使家用电脑及电器结合为可以互相沟通的网络，形成新型的智能化家电网，用户在任何地方通过Internet实现家用电器的监控和管理；可以直接实现电力抄表及电网自动化中遥信、遥测、遥控、遥调的各项功能，而不必另外铺设通信信道。因此，研究电力
线通信是十分必要的。
1OFDM基本原理
正交频分复用OFDM(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)是一种正交多载波调制MCM方式。在传统的数字通信系统中，符号序列调制在一个载波上进行串行传输，每个符号的频率可以占有信道的全部可用带宽。OFDM是一种并行数据传输系统，采用频率上等间隔的N个子载波构成。它们分别调制一路独立的数据信息，调制之后N个子载波的信号相加同时发送。因此，每个符号的频谱只占用信道全部带宽的一部分。在OFDM系统中，通过选择载波间隔，使这些子载波在整个符号周期上保持频谱的正交特性，各子载波上的信号在频谱上互相重叠，而接收端利用载波之间的正交特性，可以无失真地恢复发送信息，从而提高系统的频谱利用率。图1给出了正交频分复用OFDM的基本原理。考虑一个周期内传送的符号序列(do，d1，…，dn-1)每个符号di是经过基带调制后复信号di=ai+jbi，串行符号序列的间隔为t=l／fs，其中fs是系统的符号传输速率。串并转换之后，它们分别调制N个子载波(fo，f1，…，fn-1)，这N个子载波频分复用整个信道带宽，相邻子载波之间的频率间隔为1／T，符号周期T从t增加到Nt。合成的传输信号D(t)可以用其低通复包络D(t)表示。
其中ωi=-2π·f·i，f=1／T=1／Nt。在符号周期[O，T]内，传输的信号为D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。
若以符号传输速率fs为采样速率对D(t)进行采样，在一个周期之内，共有N个采样值。令t=mt，采样序列D(m)可以用符号序列(do，d1，…，dn-1)的离散付氏逆变换表示。即
因此，OFDM系统的调制和解调过程等效于离散付氏逆变换和离散付氏变换处理。其核心技术是离散付氏变换，若采用数字信号处理(DSP)技术和FFT快速算法，无需束状滤波器组，实现比较简单。
2电力线数传设备硬件构成
电力线数据传输设备的硬件框图如图2所示。
2.1数字信号处理单元TMS320VC5402
用数字信号处理的手段实现MODEM需要极高的运算能力和极高的运算速度，在高速DSP出现之前，数字信号处理只能采用普通的微处理器。由于速度的限制，所实现的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世纪70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel2920以来，近20年来涌现出一大批高速DSP芯片，从而使话带高速DSPMCODEM的实现成为可能。
TMS320系列性价比高，国内现有开发手段齐全，自TI公司20世纪80年代初第一代产品TMS32010问世以来，正以每2年更新一代的速度，相继推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代产品TMS320C54X。
根据OFDM调制解调器实现所需要的信号处理能力，本文选择以TMS320VC5402作为数据泵完成FFT等各种算法，充分利用其软件、硬件资源，实现具有高性价比的OFDM高速电力线数传设备。
TMS320C54X是TI公司针对通信应用推出的中高档16位定点DSP系列器件。该系列器件功能强大、灵活，较之前几代DSP，具有以下突出优点：
速度更快(40～100MIPS)；
指令集更为丰富；
更多的寻址方式选择；
2个40位的累加器；
硬件堆栈指针；
支持块重复和环型缓冲区管理。
2.2高频信号处理单元
主要实现对高频信号的放大、高频开关和线路滤波等功能，并最终经小型加工结合设备送往配电线路。信号的放大包括发送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪声放大部分。其中高频开关完成收发高频信号的转换，实现双工通信。同时使收发共用一个线路滤波器，这样可以节省系统成本。2．3RS一232接口单元
用户数据接口采用RS一232标准串行口。串口的数据中断采用边沿触发中断，串口中断程序完成用户数据的发送与接收。将接收到的用户数据暂存到CPU的发送缓冲区中，等到满一个突发包时就发送到DSP进行处理。
3参数设计
3．1保护时间的选择
根据OFDM信号设计准则，首先选择适当的保护时间，=20μs，这能够充分满足在电力系统环境下，OFDM信号消除多径时延扩展的目的。
3．2符号周期的选择
T>200μs，相应子信道间隔，f<5kHz，这样在25kHz带宽内至少要划分出5个子信道。另外子信道数不能太多，增加子信道数虽然可以提高频谱传输效率，但是DSP器件的复杂度也将增加，成本上升，同时还将受到信道时间选择性衰落的严重影响。因此，考虑在25kHz的带宽内采用7个子信道。
3.3子信道数的计算
子信道间隔：
各子信道的符号周期：T=250μs
考虑保护时间：=20μs，则有Ts=T+=270μs
各子信道实际的符号率：
总的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／symbol=185.5kb／s
系统的频谱效率：β=185.5kbps／100kHz=1.855bps／Hz<2bps／Hz
可以看出，这时系统已经具有较高的频谱效率。25路话音信号总的速率与经串并变换和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符号率相比，每个子信道还可以插入冗余信息用于同步、载波参数、帧保护和用户信息等。需要指出的是：
①由于OFDM信号时频正交性的限制条件，在此设计中尽管采用了25个子载波并行传输也只能传25路语音。如果要传8路语音，经串并转换和16QAM映射后，各个子信道上有用信息的符号率为1.855bps／Hz，最多还可以插入的冗余信息为O.145bps／Hz，在实际传输中这是很难保证的传输质量的，因此该设计相对于M-16QAM采用4个子载波传输6路话音并不矛盾。
②在此设计中，为冗余信息预留了较多的位，其冗余信息与有用信息的比值为0.59，大于iDEN系统的0.44。这是考虑到OFDM信号对于载波相位偏差和定时偏差都较为敏感，这样就可以插入较多的参考信号以快速实现载波相位的锁定、跟踪及位同步；另一方面对引导符号间隔的选择也较为灵活，在设计中选择引导符号间隔L=10。
③OFDM信号调制解调的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要对设计所需的DSP性能进行估计。根据设计要求，至少要能在250μs内完成32个复数点的FFT运算。我们知道，N个复数点的FFT共需要2Nlog2N次实数乘法和3Nl0g2N次实数加法。假设实数乘法和实数加法都是单周期指令，以32个复数点为例，这样共需要800个指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能够满足设计要求(TMS320VC5402的单指令周期为10ns)。
4.1调制部分的软件设计
此程序作为子程序被调用之前，要发送的数据已经被装入数据存储器，并将数据区的首地址及长度作为入口参数传递给子程序。程序执行时，首先清发送存储器，然后配置AD9708的采样速率，之后允许串行口发送中断产生，使中断服务程序自动依次读取发送存储器中的内容，送入AD9708变换成模拟信号。之后程序从数据存储器读取一帧数据，经编码，并行放入IFFT工作区的相应位置，插入导频符号并将不用的点补零。随后进行IFFT，IFFT算法采用常用的时域抽点算法DIT，蝶形运算所需的WN可查N=512字的定点三角函数表得到。由于TMS320VC5402的数值计算为16位字长定点运算方式，所以IFFT采用成组定点法，既提高了运算精度又保证了运算速度。然后对IFFT变换后的结果扩展加窗，并将本帧信号的前扩展部分同上帧信号的后扩展部分相加，加窗所需窗函数可查表得到。窗函数存放在窗函数表中，是事先利用C语言浮点运算并将结果转换为定点数存放在表中的。
经实测，从读取串行数据到加窗工作完成最多占用75个抽样周期(75×125μs)的时间，而发送一帧信号需512+32=544个抽样周期(544×125μs)。这说明C5402的运算速度足够满足需要。
当上一帧信号发送完毕，程序立即将以处理好的本帧信号送入发送存储器继续发送，并通过入口参数判断数据是否发送完毕。
4.2解调部分的软件设计
用TMS320VC5402实现的流程分同步捕捉及解调两个阶段。同步捕捉阶段执行时，首先清接收存储器，配置AD9057的采样速率，然后开串行口接收中断，使接收中断服务程序接收来自AD9057的采样数据并依次自动存入接收存储器。
每得到一个新的样点，程序先用DFT的递推算法解调出25路导频符号，并对导频均衡。之后分别同参考导频符号矢量600h+j600h进行点积，这里用导频符号矢量的实部与虚部的和代替点积，即可反映相关函数的规律，以简化运算。求得25路导频与参考导频的相关值后暂时保存，并分别与前一个样点所保存的各导频相关值比较(相减)，用一个字节保存比较结果的正负号(每路导频占1bit)。在处理前一个样点的过程中，也用一个字节保存它同其前一样点的导频相关值比较的正负号。对这两个字节进行简单的逻辑运算，即可判断出各导频是否在前一个样点处出现峰值。倘若25路导频中有20个以上的导频同时出现峰值，则认为该样点以前的N=512个样点即为捕捉到的一帧信号，程序进入解调阶段；否则等待接收新的采样点继续进行同步捕捉。
解调阶段首先对捕捉到的帧信号进行实信号的FFT变换，仍然采用成组定点法，之后进行均衡。然后利用导频算出本地抽样时钟的延迟τ，在计算中应尽量避免出现除法，可将常数分母取倒数后提前算出，作为乘法的系数。为了保证其后二维AGC的精度，计算中τ精确到O.1μs。接下来根据τ调整抽样时钟，程序将调整量通知串行口发送中断服务程序后，继续执行二维AGC，而由中断服务程序在每次中断响应时间命令，每次可以调整下一采样时刻提前(或落后)1μs。
二维AGC分两步进行。首先根据τ对均衡后的调制矢量进行相位校正，这里需要利用FFT变换所使用的512字的三角函数表，用一个指针指向三角函数表的表头，根据τ及三角函数表角度间隔算出多少路子信道才需要将指针下移一格，通过这种查表的方法可以简洁地确定各子信道的校正量。经相位校正后，即可利用导频进行幅度校正。
SystemView的操作图符库包含功能强大、易于使用图形模板设计模拟和数字以及离散和连续时间系统的环境．如FIR滤波器设计（包括：低通、带通、高通、带阻、Hilbert和微分）、IIR滤波器设计（包括：多极Bessel，Butterworth，Cheby－shev和Linear Phase）和FFT类型：magnitude，squared、光谱分析器、能量谱密度和相位．
1.2 信号分析、处理功能
SystemView分析窗口是能够提供系统波形的交互式分析窗口、动态探针、实时显示的可视环境．它还提供完成系统仿真、数据生成并处理操作的接收端计算器．另外，SystemView允许用户如同系统内建的库一样使用自己用C／C＋＋编写插入的用户代码库；能自动执行系统连接检查，并显示出错的图符等特点，便利于用户系统的诊断．
2实验过程的流程及基于SystemView的电路原理模块的设计流程
实验过程流程如图1所示，在教学过程中，结合具体的教学内容，借助于SystemView仿真平台，根据原理、规律，应用软件提供的模块，设计电路，并确定电路中的各模块器件参量，运用仿真平台提供的虚拟仪器进行在线动态测量［8－14］，这样以人机交互的方式，可使每位学生亲自动手接触电路，连接元件，依据电路设计要求更改相应元件参量，从而达到培养学生的设计、创造能力．SystemView电路模块设计流程如图2所示，可按照理论要求，方便地调整和修改模块器件参量，分析各器件参量对系统产生的影响与作用．这样将连线、测试、修改、分析、仿真结果的观察相统一，与理论描述相对照比较，把实验与理论有机相结合，加深了学生对理论的认识及理解，提高学生逻辑思维能力．
3电路设计与仿真实践
以“数字基带传输系统［15］”为例进行电路设计及实时仿真．3.1电路模型分析数字信号基带传输系统主要由脉冲形成器、发送滤波器、传输信道、接收滤波器和识别等功能电路组成［2，10］．3.2模型搭建及仿真
启动SystemView仿真平台［14］，进入设计窗口．设计创建实验电路过程如下：1）模块选取在SystemView原理图编辑窗口中，从左边的图符库中选择需要的图符，将各图符模块选取到设计窗口中．2）实验电路图符的连接将每个图符依据数字基带传输系统电路原理模型，在设计窗口中连接起来形成如图3所示仿真电路．系统仿真电路中各图符块的参量设置如表1所示．
3）电路文件的保存电路创建完成后将该电路保存为“TEST”，以便进行调用、测试．设置SystemView系统视窗并仿真：设置“时间窗”参量：Start Time 0s；Stop Time 0．5s；Sample Rate 10 000Hz．运行系统之后，进入“分析窗”，进行观察、分析．
4仿真结果及分析
眼图是利用实验手段方便地估计系统性能时在示波器上观察到的一种图形，衡量基带传输系统性能的重要方法，借助于它可以达到有效地改善系统性能．通过SystemView分析窗“绘制新图”功能，在“System Sink Calculator”对话框中的Style和Time Slice按钮，设置好“Start Time（sec）”和“Repeat Length（sec）”栏内参量，获得数字基带传输系统的眼图．如图4所示，在低通滤波器为巴特沃兹滤波器（Fc＝60Hz）条件下，当信道中噪声方差（Std Dev）为0．1V时，接收滤波器的输出波形眼图与噪声方差为0．3V的眼图分别如图4（a）和（b），可以观察到，“眼睛”张开情况；改变低通滤波器的带宽，如巴特沃兹滤波器（Fc＝30Hz）条件下，当信道中噪声方差（Std Dev）为0．1V时，接收滤波器的输出波形眼图与噪声方差为0．3V的眼图分别如图5（a）和（b），直观地观察出“眼睛”的情况；当信道中噪声方差（StdDev）为0．1V，巴特沃兹滤波器的信道带宽不同时，抽样判决比较后输出的信号眼图如图6（a）和（b）所示．接收端通过抽样判决来重现基带信号，当噪声过大、低通滤波器的带宽较窄时，抽样判决就会产生错误，产生误码．通过以上眼图的观察研究，明显地得出：噪声大小对眼图的影响，噪声越小，线条越细，越清晰，“眼睛”张开越大，误码率越小．同时观察到信道带宽对眼图的影响情况，眼皮厚度反映了加入噪声的幅度和信道带宽，信道中加入的噪声干扰越大及信道越窄，眼图越模糊，越杂乱等这些较抽象的物理现象及使学生深刻理解高斯滤波器、抽样比较电路的物理功能．
一、引言
多元智能理论在世界教育教学改革中产生了广泛的积极影响，学习和研究这一理论，对于推进我国高等教育改革具有重要的理论和现实意义。
中华传统文化主要包括：古文、诗、词、曲、赋、民族音乐、民族戏剧、曲艺、国画、书法等;传统节日（均按农历）有：正月初一春节（农历新年）、正月十五元宵节、四月五日清明节、清明节前后的寒食节、五月五日端午节、七月七日七夕节、八月十五中秋节、腊月三十除夕以及各种民俗等;包括传统历法在内的中国古代自然科学以及生活在中的各地区、各少数民族的传统文化也是中华传统文化的组成部分。中华传统文化是民族之魂，是中华民族对人类的伟大贡献，是我们先辈传承下来的丰厚遗产，是历史的结晶[1]。对于我们来说弘扬和发展中华传统文化责无旁贷，毋庸置疑。
那么探索全新的传统文化教育之路刻不容缓。迎面袭来的多元智能理论与信息技术潮流带来更多可拓展的空间。在信息技术日新月异的今天，合理利用信息技术、学生的多元智能，来提高大学生对传统文化的认识、理解及重视程度大势所趋。最终培养当代大学生成为时代的主人，中华传统文化传承的有生力量当务之急。深入思考、探索，最终走出一条具有特色的传统文化教育之路迫在眉睫。
二、弘扬传统文化的意义
刚刚胜利闭幕的十八届三中全会给了传统文化明确的定义：“一个国家的历史、形象和尊严的代言是这个国家的传统文化。”
中国文化的根蒂是浓厚的中华民族传统文化。增强国家文化软实力也必须以领悟、尊重中国传统文化为基本条件。近年来国家大力度进行的深化文化体制改革中，一直把弘扬中国传统文化作为着力点，从而完善中华优秀传统文化教育。
三、当前传统文化教育的现状
与国家的大力号召相反传统文化在传承中却受到了“冷遇”，在教育中遭遇了“瓶颈”。全面分析当今大学生的传统文化教育我们不难发现以下问题：
（一）忽略传统文化教育
1.家庭传统文化教育缺失、断层
目前我国的家庭教育中家长对传统文化的理解偏差，家长的传统文化教育意识淡薄，子女受其影响而表现出来的消极和抵触情绪，以及其他各方面的因素导致了当前我国传统文化的传承不力，甚至在很多方面都出现了缺失和断层。
2.学校传统文化教育系统建设不完善
2012年，某教育机构对全国100家高校的传统文化教育课程设置进行统计，仅有30家高校开设了传统文化教育选修课程，其中配备对口专业教师的仅有20%。就学生学习情况来看，课程出席率小于35%。
（二）学校对传统文化教育过度的课程化，任务化，教育推广面狭窄单一。
灌输式教育，填鸭式教学，不利于学生对传统文化的真正理解。使传统文化的传承成为仅仅是对传统文化知识的介绍。
（三）中国的传统文化教育缺乏情景式教育
中国的传统文化教育具有适应性，产生于特定的生产生活环境，同时也反作用于生活环境，与环境共融形成一种“共生”关系。当前的传统文化教育使其脱离了赖以生存的环境，成为无本之木，无根之水，空中楼阁，成为了书本的文化，“僵死”的文化。
四、多元智能理论与计算机网络支持下对传统文化教育的探索
在计算机网络高速发展的今天，大多数新兴事物、外来文化迅速占领市场，成为现代生活不可或缺的部分。人们除了关注这些“异”物对中国传统文化的冲击面前，我们不能只是爱么能助，望洋兴叹，更应该看到的是他们带来的活力与生机。那么利用多元智能理论结合信息技术实施多元多维、情景性、发展性的教育模式，正适合传统文化的教育。
近年来，随着互连网走入千家万户，我们进入了“全城一家零距离，珠穆朗玛在身边”开放、虚拟的网络时代。那么，让新一代的信息技术与传统文化之间碰撞出绚丽的火花，是下一步应该探索的问题。
（一）利用网络虚拟现实技术为传统文化安个“家”。
在信息技术的支持下虚拟仿真出全世界的旅游胜地，使人们足不出户就能领略世界的风采，是经济旅游的新潮流。那么基于网络虚拟现实技术显著的技术特点为中国传统文化安个“家”，是初步探索的方向。
（二）传统文化教育利用多元智能原理与游戏化学习的“脸对脸”。
让网络游戏为传统文化的学习和传承提供更加有效的方法和途径，同时让传统文化为网络游戏填加丰富的内涵。网络游戏的虚拟环境成为传统文化教育赖以生存的土地。
网络游戏是网络虚拟现实技术中的一种，随着虚拟现实技术的日益成熟，传统的网络游戏也成了新兴产业。正引发越来越多的社会问题――青少年沉迷网络游戏的事件层出不穷。网络游戏设计的暴力，不规范占绝大部分因素。从网络游戏设计中入手改善网络游戏的不足，并在网络游戏设计中将中华民族优秀的传统文化融入现代网络游戏之中，赋予传统文化腾飞的羽翼，同时也赐予网络游戏以圣洁的灵魂，实现游戏化学习。
根据众学者的研究，笔者认为，游戏化学习的难点主要在于游戏与学习之间相互融合的问题，游戏与学习之间的比重问题。
五、小结
根据游戏化学习的意义我们用情理的精神，利用传统的文化改造虚拟游戏的不足，填补虚拟游戏的漏洞。
利用多元智能理论使学生能无意识的在网络游戏中领悟、学习传统文化的意义，相反传统文化也在游戏中起到引导的作用，抑制其弊端，避免沉迷的现象。有机的将传统文化，网络环境，学生的意识结合到一起。三维一体的立体式隐性学习模式。
改变“填鸭式”教学，使学习成为一场有趣的游戏，从学习中感受快乐，使人们不再是对游戏成“瘾”，而是对学习成“瘾”。
Italian Conference Sensors
and Microsystems
2008, 563pp.
Hardcover
ISBN 9789812833587
G Di Francia等著
本书为第12届意大利传感器与微系统会议论文集。这次会议由意大利传感器与微系统协会于2007年2月12-14日在Napoli城镇举行。本书收录了本次会议上的近80篇论文,为传感器与微系统及其相关技术领域的发展提供了一个独特的视角。
传感器与微系统是一门多学科交叉的综合性学科,它涉及材料科学、化学、应用物理、电子工程、生物技术等许多领域。本书将收录的79篇论文依据其所属的不同领域共分为9个部分:1.生物传感器,包含用于血糖生物传感器的敏感元件的制备与特性等10篇文章;2.生理参数监测,包含了对一种用于糖尿病人呼吸标志物检测的氧化铟传感器的研究等4篇文章;3.气体传感器,包含用多孔硅推动硅技术的极限:一种CMOS气体敏感芯片、用基于碳纳米管的纳米复合层涂覆的薄膜体声波谐振器制成的蒸汽传感器、饮水机中水和酒精蒸发速率的检测等15篇文章;4.液相传感器,包括用于水和空气环境化学检测的基于二氧化锡颗粒层的光纤传感器等4篇文章;5.化学传感器阵列和网络,包含了一个用于易挥发性有机化合物分析的多通道的石英晶体微天平、一种用于酒质量分析的新型便携式微系统的发展等9篇文章;6.微制造与微系统,包括通过实验研究湿多孔硅的拉曼散射现象、多孔硅上高流速渗透膜在氢过滤装置中的应用等13篇文章;7.光学传感器与微系统,包括金属包层的漏波导化学和生化传感应用、结构光纤布拉格栅传感器:前景与挑战等14篇文章;8.物理传感器,包括通过多像素的光子计数快速闪烁读出等6篇文章;9.系统和电子接口,包括能够估计并联电容值的非校准的高动态范围电阻传感器前端等4篇文章。
本书介绍了传感器与微系统在意大利的发展状况与趋势,对于从事传感器与微系统方面的研究人员及工程师们,它是一本十分有价值的参考读物。
孙方敏,
博士生
这个突破性的研究揭示了筛器蜘蛛（Uloborus Walckenaerius）的捕捉丝的方向集水效应，提出了“多协同效应”机制，为新型仿生集水材料研究提供思想理论基础。
1、引言
高级别的质量检测需要在高质量的环境中进行。温度和湿度是环境的重要参数，对温湿度的监测是实现优质环境的重要手段。为了避免人为干扰环境和提高效率，远程监测是一种有效的方法。目前的远程监测系统大多采用以太网络、无线数据传输模块或zigbee无线网络传输数据[ 1-6]。但是，以太网是有线传输，需布线，受地理环境影响较大；无线数据传输模块的传输误码率高，可靠性差；zigbee是专用协议无线网络，成本高，开发难，而且覆盖范围有限。本文提出一种基于GSM的温湿度远程监测系统，具有传输误码率低、成本低及覆盖范围广等优点，并且可与监测人员的手机绑定，实现随时、随地，移动监测。
2、传感器的数学模型
2.1 半导体温度传感器原理
根据PN结理论，在一定的电流模式下，PN结的正向电压与温度具有很好的线性关系。对于理想二极管，只要正向电压VF大于几个KT/q，其正向电流IF与正向电压VF和温度T之间的关系可表示为
(1)
式中IS 为二极管反向饱和电流， K 为波尔兹曼常数（1.38×10-23J/K），T 为绝对温度（K）， q为电子电荷（1.602×10-19库仑），
整理后，得
(2)
如前所述，晶体管的基极一发射极电压在其集电极电流恒定条件下，可以认为与温度呈线性关系[7]。
2.2 阻抗型高分子湿度传感器原理
阻抗型高分子湿度传感器的感湿原理如下：高分子湿敏膜吸湿后，在水分子作用下，离子相互作用减弱，迁移速度增加；同时吸附的水分子使解离的离子增多，膜电阻随湿度增加而降低，由电阻变化可测知环境湿度。阻抗型高分子湿度传感器复阻抗与空气相对湿度、材料配方和电极结构都有关系： 与我有关系
(3)
其中m为叉指对数，b为单个叉指长度，n为电化学反应电子转移数，f为法拉第常数，c*为氧化剂浓度，D为扩散系数[8]。
但由于传感器的材料配方、电极结构等方面的不同，导致各种不同的阻抗型高分子湿度传感器的特性曲线有较大差别，不能用统一的曲线来概括。
3、远程监测系统
本系统采用先进的GSM无线通信技术、配合以嵌入式解决方案和数据采集等先进技术，构建了一种基于GSM的温湿度远程监测系统。
3.1 系统组成及功能
系统分为监测中心站和远程监测终端两个部分:监测中心站主要有PC主机、GSM通信模块TC35i组成（或用户手机）；远程监测终端主要是由LPC2148ARM内核控制器、GSM通信模块TC35i、信号调理电路、人机接口和通信接口电路组成。监测中心站通过GSM网络与监测终端进行无线远程通信,实现了基于GSM的远程监测。系统结构图如图1所示。
图1 远程监控系统框图
系统实现的功能主要包括数据采集、数据传送、报警、实时控制和数据处理。远程监测终端主要负责采集温度、湿度、2项数据，根据监测中心的命令进行实时上传数据。中心对收到的采集数据进行处理，报警，实现实时监控。
3.2 温度检测电路
本系统采用AD公司生产的单片半导体集成模拟型温度传感器AD590。它具有线性度高、精度高、体积小、响应快、价格低等优点,测温范围为-55~+150℃。具有良好的互换性,非线性误差为±0.3℃。此外,AD590的抗干扰能力强,信号的传输距离可达100 m以上[9]。
流过器件AD590的电流(μA)等于器件所处环境的热力学温度(开尔文)度数：
(4)
式中，—流过器件(AD590)的电流，单位K
AD590的灵敏度为1μA/K,0℃时输出273μA电流,每上升1℃输出电流增加1μA ,每下降1℃输出电流减小1μA。AD590基本测温电路如图2所示。
图2 温度检测电路
3.3 湿度监测电路
系统采用CHR-01型阻抗型高分子湿度传感器，其复阻抗与空气相对湿度成指数关系。其基本特性为：工作电压1V AC（50Hz ～ 2 K Hz），检测范围20%～ 90% RH，检测精度±5%，工作温度范围0℃～＋85℃，特征阻抗范围21 ～ 40.5KΩ。湿度传感器阻抗变化与温度有关，其关系见规格书中湿度阻抗特性数据表，通常先检测温度，然后按阻抗查表获得湿度值。由于直流电压可使水分子电离，加速老化，所以采用交流电压测试其阻抗[10]。
将CHR-01与555构成多谐振荡器，通过检测频率，进而获得阻抗。湿度检测电路如图3所示。
图3 湿度检测电路
低电平表达式：
高电平表达式：
输出频率表达式：
(5)
利用单片机的定时器/计数器进行频率测量，假设计时时间为T(s)，此期间计数值为N，则被测频率f=N/T
则CHR-01的阻抗为
(6)
其中R1与C的选择很关键，电容C要选择高精度电容，一是保证其充放电的能力，二是为了其电容值精确，更方便计算湿敏电阻的返回值。
3.4 GSM模块
本系统采用西门子公司工业级GSM模块TC35i进行远程数据传输。TC35i支持中英文短消息，自带异步串行通信接口，方便与PC机和单片机接口，可传输语音和数据信号，通过AT命令可实现双向传输指令和数据，波特率可达300b/s。它支持Text和PDU格式的SMS(Short MessageService，短消息)，电源范围为直流3.3～4.8V，电流消耗为空闲状态为25mA，发射状态平均为300mA。
3.5 微控制器LPC2148
现场监测站采用了PHILIPS公司基于ARM7 TDMI-S 内核的微控制器LPC2148作为主控制器，完成现场监测站的全局控制。论文参考网。LPC2148内嵌32KB 的片内静态RAM 和512 KB 的片内Flash 存储器，片内集ADC、DAC 转换器，实时时钟RTC，2 UART ,及USB2.0等多种接口。具有JTAG调试接口、方便在线调试，而且应用电路相对简单，开发和生产的成本低。芯片可以实现最高60 MHz 的工作频率，能够满足嵌入式系统μC/OS-II 及人性化的人机界面的要求。大容量的内存，方便了收发短消息时的数据缓冲。
4、系统的软件设计
系统采用GSM无线通信模块TC35i实现远程数据通信，TC35i通过AT命令来进行控制，采用短消息方式进行数据传输。系统软件包括现场监测站软件和监测中心站软件两部分。现场监测站软件主要完成短消息收发、PDU数据协议分析、A/D转换、串口通信及人机接口的功能，其中重点是短消息收发和PDU数据协议分析，这是解决现场监测站与监测中心站之间远程无线通信的关键。论文参考网。监测中心站的短消息收发及PDU数据协议分析与现场监测站软件流程基本相同，不再赘述。
4.1 发送短消息
发送短消息的过程:首先将短消息中心号码、对方号码、短消息内容编码成PDU格式;然后计算出短消息的长度,发送AT+CMGS=〈lenghth〉〈CR〉,〈CR〉代表回车即ASCⅡ码0x0D。等待TC35i模块返回ASCⅡ字符“〉”,则可以将PDU数据输入,PDU数据以〈Z〉作为结束符。短消息发送结束后模块返回〈CRLF〉OK〈CRLF〉。发送短消息流程图如图4所示。
图4 发送短消息流程图
4.2 接收短消息
接收短消息使用定时器进行周期性串口查询的方式。短消息到达后,计算机可以接收到指令〈CRLF〉+CMTI:“SM”,INDEX(短消息存储位置)〈CRLF〉。读取PDU数据的AT命令为AT+CMGR=INDEX〈CRLF〉,执行此命令后模块返回刚刚收到的PDU格式的短消息内容。收到PDU格式的短消息后,将这个短消息进行解码,解码出短消息发送方的手机号码、短消息发送时间、发送的短消息内容。接收短消息流程图如图5所示。论文参考网。
图5 接收短消息流程图
6、结论
为了实现质检所需的优质环境，本文研究一种基于GSM的温湿度远程监测系统。设计了以LPC2148为核心的现场监测终端系统，实现温湿度的采集，短消息收发及人机接口等功能，并通过GSM模块TC35i与监测中心站通信，接受指令并实时上传信息，实现了监测中心对现场温湿度的远程监测。实验表明，本系统传输误码率低，通信可靠，具有很好市场前景，也为高效率远程监测系统的实现提供了一种新方法。
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[10] 西博臣公司编写CHR-01型阻抗型高分子湿度传感器技术手册
海洋占地球表面积的70%，拥有广阔的空间和丰富的矿产与生物资源，在人类的活动中占有越来越重要的地位。而在对海洋进行的每一项军事与民用开发活动中，都离不开通信与数据传输作为保障。由于海水是电的导体，在混浊、含盐的海水中，光波与电磁波的衰减都很大，传播距离十分有限。只有频率在30hz~300hz 的超低频电磁波才能够在海水中远距离传播[1]，这样的频率范围要求巨大的天线和发射功率，且只能实现从空气到水下的单工通信。相比之下，声波在水中的传播特性就好得多。利用深海声道效应，甚至远在五千公里以外，人们也能清晰地接收到由几磅tnt炸药爆炸所辐射的声信号[2]。迄今为止，声波是在海水介质中进行远距离无线通信唯一有效的信息载体。
在水声数字通信系统中，由于声波传播的多途效应造成的码间干扰是获得高速数据传输的主要障碍，有效的解决方法是在接收机中使用均衡器。采用传统的自适应均衡技术抑制多途效应的影响，需要周期地发送训练序列，降低了水声信道的带宽利用率。而盲均衡技术不需要训练序列，可有效地提高信息的传输速率[3]，因此，研究相应的盲均衡算法在水声信道中的性能是非常必要的。
时变衰落信道水声信道的多途效应和多普勒效应都很严重，在某些情况下，接收端和发射端之间的漂移以及传输介质的改变，都会引起严重的相位起伏，相位在0°～360°之间随机分布，给相干接收带来很大的困难，必须进行信道均衡和相位跟踪，否则无法进行正确的解码。因此相干水声通信中的载波同步与恢复对数据解调至关重要。过去人们研究一个衰落信道的均衡问题时，都是以信号载波已经得到恢复为前提的，而且接收机的载波恢复和信道均衡分开进行，然而这种做法对时变性很强的水声信道来说是不合适的[4]。
传统的cma算法性能稳定且容易实现，但由于cma的代价函数中只利用了信号的幅度信息，而没有相位信息，因此对相位而言是“盲”的[5]，难以完成载波恢复。为了克服相位误差引起的性能下降，均衡后必须使用载波跟踪环路来恢复载波相位。
综上所述，载波恢复盲均衡算法的研究对提高水声通信质量是非常必要和有实际意义的。
二、研究现状
最初解决这类问题的方案是由均衡器和一个单独的载波跟踪环组成[4]，如一阶锁相环(pll)。盲均衡算法与载波相位无关，因此能够在载波恢复环路锁定之前进行快速的初步收敛，使信号星座较为正常，有利于进行载波恢复和相位信号检测[12]。
后来，由falconer提出将载波恢复系统和自适应均衡器的参数调整相联合，使二者的功能相互补充，从而提高相干水声通信系统的性能[6]。随后又陆续提出了一些常数模与载波恢复联合的算法[8-10]，如文献[8]中提出的修正的常数模算法(mcma)、文献[11]中提出的改进的载波恢复cma算法、他和amin提出的利用信号星座图匹配误差的算法[7]等。
文献[13]根据16qam信号星座图的特点，通过对修正的常数模算法(mcma)的性能进行分析，在cma代价函数的基础上进行修改，得到了一种具有相位纠正能力的误差函数。使用该误差函数进行冷启动，算法收敛能力较强，收敛速度与cma接近。进一步地，当判决错误率达到足够低的水平时，再切换到判决导引算法模式，并采用判决域的方式进行切换，降低了算法的稳态误差。
文献[14]提出了一种用于qpsk信号的快速载波恢复常数模盲均衡算法fcrcma(fastcarrierrecoveryconstantmodulusalgorithm)。首先根据qpsk信号的特点和“归一化lms算法”的思想，提出了一种能够快速收敛的误差函数，用所构造的新的误差函数代替mcma算法的误差函数，得到了一种新的载波恢复盲均衡算法。
文献[15]利用极性算法能将乘法运算变为比较运算，将多位运算变为一位运算的特点，将极性算法引入到一种基于统计特性均衡准则的线性均衡器与判决引导均衡器中，并与锁相环(phase-locked loop，pll)技术相结合，提出一种基于联合极性迭代的载波相位恢复盲均衡算法。 该算法利用极性算法来减小计算量， 利用判决引导算法来减小均方误差， 利用锁相环技术来克服多径衰落信道引起的载波相位旋转，兼具了线性均衡器、判决引导算法、极性算法及锁相环的优良性能。
三、研究内容
(1)研究水声信道的物理特性，如传播损失、多径扩展和多普勒扩展等以及水声信道的数学模型。
(2)研究抗多径盲均衡理论的置零准则和最小均方误差准则，分析两种准则下均衡器的性能。
(3)研究载波相位恢复盲均衡的原理。
(4)对经典的载波恢复算法进行分析研究和性能对比。
(5)针对所研究的载波恢复算法的性能缺陷进行分析，并提出相应的性能改进(降低均方误差、降低误码率、加快收敛速度或降低运算量等)方法。
四、研究方案与路线
(1)研究几种深海信道和浅海信道模型，分析每种信道的多途特征，确定相应的抗码间干扰的方法。进一步地，分析信道引起的相位旋转问题。
(2)研究修正的常数模算法mcma、正方形等高线算法sca、多模算法mma等代价函数，从理论上说明其完成载波相位恢复的机理。
(3)研究载波恢复盲均衡算法代价函数的凹性，了解算法是否收敛到局部最小值、能否收敛到全局最优等。
(4)分析基于小波变换的盲均衡、基于支持向量机的盲均衡等方法的特点。
(5)在前面分析研究的基础上，分析以上各载波恢复盲均衡算法的性能，找出其不足并提出相应的改进算法。
(6)通过计算机仿真检验所有算法的性能。
五、主要参考文献
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[15] yecai guo. mixed sign iteration based blind equalization algorithm
for carrier phase recovery of qam signals
二、论文工作实施计划
(一) 论文的理论、硬件要求、应达到的程度和结果
水声信道的物理特性，如传播损失、多径扩展和多普勒扩展等以及水声信道的数学模型。抗多径盲均衡理论的置零准则和最小均方误差准则，载波相位恢复盲均衡的原理。对经典的载波恢复算法进行分析研究和性能对比。针对所研究的载波恢复算法的性能缺陷进行分析，并提出相应的性能改进(降低均方误差、降低误码率、加快收敛速度或降低运算量等)方法，通过计算机仿真检验所有算法的性能。在学术期刊发表学术论文。
(二)论文工作的具体进度与安排
起讫日期 工作内容和要求 备注
2010.4-7 翻阅资料，了解水声通信的原理及特点
2010.7-10 翻阅资料，了解载波相位恢复和盲均衡的原理和特点。
2010.11-12 翻阅论文，完成开题报告。
2011.1-3研究几种深海信道和浅海信道模型，分析每种信道的多途特征，确定相应的抗码间干扰的方法。进一步地，分析信道引起的相位旋转问题。
2011.4-6 研究修正的常数模算法mcma、正方形等高线算法sca、多模算法mma等代价函数，了解其完成载波相位恢复的机理。
